- \n
- Uvod i VFO<\/a><\/li>\n
- AM modulator<\/a><\/li>\n
- FM modulator<\/a><\/li>\n
- Audio limiter<\/a><\/li>\n
- Antena<\/li>\n
- Dizajn ure\u0111aja<\/li>\n
- Testovi<\/li>\n<\/ul>\n
\n<\/p>\n
FM modulacija<\/strong><\/p>\n
Frekvencijsku modulaciju oscilatora sa \u010dipom Si5351A mo\u017eemo izvesti jedino modulacijom njegovog internog oscilatora takta koji je kontroliran vanjskim kristalom od 25 MHz. Potrebno je dakle u ritmu modulacijskog napona (audio signal) mijenjati frekvenciju oscilatora od 25 MHz. \u0160to je modulacijska frekvencija vi\u0161a i amplitudno ja\u010da to \u0107e devijacija nose\u0107e frekvencije biti ve\u0107a, a zauze\u0107e frekvencijskog kanala \u0161ire. Za kvalitetan prijenos muzike (WFM) ta promjena frekvencije dose\u017ee i do \u00b175 kHz. Kod raznih slu\u017ebenih i radioamaterskih FM veza gdje se prenosi samo govor (NFM) ukupna \u0161irina kanala ne smije prelaziti 12 ili 15 kHz. To se posti\u017ee ograni\u010davanjem audio frekvencijskog opsega (300 – 3000 Hz) ali i ograni\u010davanjem same devijacije.<\/p>\n
Koliko sam uspio istra\u017eiti, gotovi moduli kvalitetnijih VCO-a za 25 MHz prili\u010dno su skupi i neisplativo je kupovati vi\u0161e takvih modula za na\u0161 projekt.<\/p>\n
Nama je za na na\u0161 modul Si5351A potreban \u0161to stabilniji oscilator takta jer o njemu ovise sve druge generirane nose\u0107e frekvencije. Logi\u010dno bi stoga bilo zadr\u017eati kristalni oscilator, odnosno izvesti FM modulaciju kristalnog oscilatora. Me\u0111utim, izravna FM modulacija kristalnog oscilatora je vrlo te\u0161ka upravo iz razloga jer je kristal vrlo stabilan na svojoj rezonantnoj frekvenciji. To zna\u010di da je mogu\u0107e izazvati tek vrlo male promjene osnovne frekvencije koje ne\u0107e dati dovoljnu devijaciju za kvalitetnu FM modulaciju. Ina\u010de, kod komercijalnih kristalnih FM predajnika, ta mala frekvencijska devijacija osnovnog oscilatora, duplira se kasnijim stupnjevima umno\u017eiva\u010da frekvencije. Svakim umno\u017eavanjem osnovne nose\u0107e frekvencije (izdvajanje drugog ili tre\u0107eg harmonika) umno\u017eava se i po\u010detna devijacija. Potrebno je 3-5 stupnjeva umno\u017eavanja da se postigne dovoljna FM devijacija.<\/p>\n
Drugi na\u010din je iskoristiti harmoni\u010dke frekvencije overtonskih kristalnih oscilatora. Mi bismo ovdje umjesto kristala na 25 MHz mogli ugraditi kristalni oscilator na 5 MHz. Taj oscilator bi se frekvencijski modulirao, te zatim izdvojio peti harmonik, na kojem je pet puta umno\u017eena osnovna frekvencija, a jednako tako i devijacija osnovne frekvencije. Trebali bi dakle izgraditi pojasni filtar za 5. harmonik (25 MHz), te dodati poja\u010dalo za izlazni signal jer \u0107e 5. harmonik sasvim sigurno biti preniske razine za takt frekvenciju \u010dipa Si5351A. Ovo je svakako ne\u0161to jednostavniji sklop od prethodnog prijedloga, no trebalo bi vidjeti u praksi da li bi to stvarno funkcioniralo.<\/p>\n
Tre\u0107a mogu\u0107nost je odustajanje od kristalnog oscilatora i gradnja nekog jednostavnog oscilatora na 25 MHz kojeg je lako frekvencijski modulirati. Frekvencija takvog oscilatora vjerojatno ne\u0107e biti stabilna kao kod kristalnog oscilatora ali za testni predajnik \u0107e i ta stabilnost biti vi\u0161e nego dovoljna.<\/p>\n
<\/p>\n
Prvi test FM modulacije<\/strong><\/p>\n
Prije gradnje FM modulatora moramo isprobati da li \u0107e \u010dip Si5351A uop\u0107e raditi sa FM moduliranim takt signalom. Sretna okolnost je ta da se kao oscilator takta za Si5351A ne mora nu\u017eno koristiti interni oscilator sa vanjskim kristalom u opsegu frekvencija 25-27 MHz, nego se mo\u017ee koristiti i bilo koji drugi vanjski signal frekvencije 10-100 MHz (max. 3,6 Vpp). Ina\u010dica \u010dipa Si5351B ima poseban pin VC (VCXO) na naponsku kontrolu oscilatora, a ina\u010dica Si5351C ima pin CLKIN za dovo\u0111enje vanjske frekvencije takta, te bi se ovi pinovi mo\u017eda mogli iskoristiti za FM. Kod na\u0161e osnovne ina\u010dice Si5351A pak vanjski takt od 25-27 MHz mo\u017eemo dovesti na pin XA preko kondenzatora 100 nF (nakon \u0161to se ukloni vanjski kristal), a ulaz XB pri tome ostaje otvoren (neiskori\u0161ten).<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_44.jpg\")
<\/a><\/p>\n![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_47.jpg\")
<\/a>Modul Si5351 sa odlemljenim kristalom 25 MHz i pripremom za dovo\u0111enje takt signala 25 MHz iz nekog vanjskog oscilatora. Konektor u sredini je odspojen od plo\u010dice (prerezana tiskana veza) i iskori\u0161ten za dovod takt signala. \u00a0 <\/em><\/p>\n<\/p>\n
Prvi testovi su pokazali da FM sasvim dobro radi na frekvenciji takt signala. Primijetili smo da je FM signal puno \u010di\u0161\u0107i kada se koristi (modulira) sinusni takt signal (bez harmonika) nego kad se koristi pravokutni signal. To je i za o\u010dekivati jer se modulacijom pravokutnog signala istovremeno modulira i niz harmonika koji onda stvaraju \u010ditav spektar novih harmoni\u010dkih frekvencija. Neke od tih frekvencija padaju u FM prijemni opseg gdje se mije\u0161aju sa frekvencijama originalnog modulacijskog signala te ga izobli\u010davaju.<\/p>\n
Zbog svega ovoga postoji dvojba da li je bolje i\u0107i na FM modulator baziran na pravokutnom signalu (koji je jednostavniji za gradnju) ili pak i\u0107i na sinusni signal, odnosno na oscilator sa pode\u0161enim rezonantnim LC krugom. Najjednostavniji FM oscilator (VCO) mo\u017ee se napraviti uz upotrebu NAND logi\u010dkih vrata.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_43.gif\")
<\/a><\/p>\nLijevo na slici je osnovna shema oscilatora sa NAND vratima, a desno je shema testnog FM modulatora 25 MHz za na\u0161e potrebe.<\/p>\n
Logi\u010dki ili digitalni integrirani krugovi, odnosno logi\u010dka vrata su kao \u0161to znamo predvi\u0111ena za rad sa dvije naponske razine: niski napon blizu ili na razini nule koji se prepoznaje kao logi\u010dka nula i visoki napon blizu ili na razini napona napajanja koji se prepoznaje kao logi\u010dka jedinica. Logi\u010dki krugovi su stoga u osnovi tranzistorske sklopke.<\/p>\n
Oscilatore sa logi\u010dkim vratima smo ve\u0107 vi\u0161e puta opisivali i tu nema puno mudrosti. Sve se svodi na inverter. Inverter jednu logi\u010dku razinu na ulazu pretvara u suprotnu logi\u010dku razinu na izlazu. Ako se dakle napravi povratna veza sa izlaza na ulaz invertera, onda \u0107e se promijenjeno logi\u010dko stanje na izlazu svaki put prenijeti na ulaz, \u0161to \u0107e uzrokovati ponovnu promjenu stanja na izlazu i tako u krug. Mogli bi re\u0107i da logi\u010dki krug ulazi u vlastito samoosciliranje, a isto se onda mo\u017ee kontrolirati (usporiti) RC elementima (vremenskom konstantom prijenosa signala) u povratnoj vezi. Inverter ili NOT logi\u010dka vrata se tako\u0111er mogu konfigurirati iz razli\u010ditih drugih logi\u010dkih vrata.<\/p>\n
Sada se postavlja pitanje kako onda jedan logi\u010dki krug spojen u oscilator, poput ovdje prikazanog 7413 koji sadr\u017ei dvoja NAND vrata sa \u010detiri ulaza, mo\u017ee procesuirati audio signal sa svim njegovim naponskim i frekvencijskim razinama te ga pretvarati u frekvencijski pomak (devijaciju) osnovne izlazne frekvencije oscilatora. Drugim rije\u010dima kako sklop radi kao RF mje\u0161a\u010d. O\u010dekivali bi da je to sklop koji raspoznaje i procesuira samo dvije logi\u010dke razine.<\/p>\n
Odgovor na ovo pitanje le\u017ei u \u010dinjenici da je svaki logi\u010dki krug sastavljen od tranzistora, dakle sa svim njihovim karakteristikama i koji onda sami po sebi nisu i ne mogu biti u praksi promatrani kao posve savr\u0161ene sklopke. Idealna tranzistorska sklopka, a time i idealni logi\u010dki krugovi bi trebali trenutno reagirati na promjenu dva razli\u010dita stanja i trenutno prebacivati ta dva stanja. U idealnim uvjetima bi zapravo postojale samo dvije razine (nula i Vcc) i ni\u0161ta izme\u0111u. U praksi naravno ni\u0161ta ne mo\u017ee biti trenutno (vrijeme nula) nego su potrebna odre\u0111ena vremena trajanja da se procesi unutar tranzistora zavr\u0161e i da time napon postupno poraste ili se smanji s jedne na drugu razinu.<\/p>\n
U pravokutnom valnom obliku bo\u010dne strane dakle nikad nisu posve vertikalne, nego postoji neki nagib jer skok napona ne mo\u017ee biti trenutan (osim mo\u017eda u nekom kvantnom svijetu). Ovo smo ve\u0107 opisivali gore u tekstu kod analize signala sa oscilatora Si5351A. Upravo ovo \u201eradno\u201c podru\u010dje tranzistora unutar logi\u010dkog kruga sa vrlo strmom karakteristikom, mo\u017ee se promatrati kao podru\u010dje linearnog poja\u010danja tranzistora. Pojednostavljeno gledano, ovdje se zapravo koristi jedna ne\u017eeljena karakteristika logi\u010dkih sklopki, a to je vrijeme koje potrebno da se napon poja\u010da na logi\u010dku jedinicu ili smanji na logi\u010dku nulu. U tom vremenu tranzistor radi kao gotovo linearno poja\u010dalo. Iako je to vrijeme vrlo kratko, ono zapravo odre\u0111uje maksimalnu mogu\u0107u brzinu rada tranzistora kao sklopke (maksimalnu frekvenciju), te uvelike definira izgled (izobli\u010denje) izlaznog signala.<\/p>\n
Vi\u0161e puta smo vidjeli u na\u0161im objavama da se ponekad u sklopovima ne koriste odre\u0111ena gotova logi\u010dka vrata, na primjer inverteri (NOT logi\u010dka vrata), nego se koriste druga vrata poput NAND ili NOR koja se onda spajaju kao NOT vrata za funkciju oscilatora, bufera i drugo. U na\u0161em primjeru pak imamo slu\u010daj da se ne koriste standardna NAND vrata sa dva ulaza, nego NAND vrata sa \u010detiri ulaza, koja su opet spojena kao NAND vrata sa dva ulaza.<\/p>\n
Ponekad je razlog za ovo jednostavno taj da se iskoriste oni \u010dipovi koje trenutno imamo na raspolaganju. No u velikom broju slu\u010dajeva razlog za to nije tako banalan i le\u017ei u samoj unutra\u0161njoj elektri\u010dnoj shemi logi\u010dkih vrata koja se uglavnom sastoje od serijskih i paralelnih kombinacija P-MOS i N-MOS tranzistora. Ponekad jednostavnija logi\u010dka vrata sa manje ulaza\/izlaza mogu imati slo\u017eeniju elektroni\u010dku shemu od logi\u010dki slo\u017eenijih vrata. Tako se kombinacijama pojedinih razli\u010ditih logi\u010dkih krugova mogu dobiti neka logi\u010dka vrata boljih elektri\u010dnih karakteristika nego da je upotrijebljen \u010dip sa ba\u0161 tim vratima. Karakteristike se najvi\u0161e o\u010dituju u ve\u0107oj brzini, manjoj struji curenja, manjoj potro\u0161nji struje, boljim ulaznim i izlaznim impedancijama i sli\u010dno.<\/p>\n
Elektroni\u010dari koji se dugo bave logi\u010dkim elektroni\u010dkim sklopovima raspoznaju u praksi odre\u0111ene razlike glede tvorni\u010dke konstrukcije pojedinih logi\u010dkih vrata. Ovo naj\u010de\u0161\u0107e nema zna\u010daj za primjenu u ve\u0107ini digitalnih krugova, no za neke specifi\u010dne primjene te razlike u unutra\u0161njoj konstrukciji i elektri\u010dnim specifikacijama pojedinih logi\u010dkih vrata mogu biti od velikog zna\u010daja.<\/p>\n
<\/p>\n
\n<\/p>\n
Logi\u010dki integrirani krug SN7413 za na\u0161u primjenu bi morao raditi na frekvenciji 25 MHz, a to je ve\u0107 blizu grani\u010dne frekvencije i za brze TTL logi\u010dke \u010dipove. Stoga mi ovdje obavezno moramo koristiti brze ina\u010dice ovog \u010dipa sa oznakom LS ili F (74LS13, 74F13). Najbr\u017ea je ina\u010dica 74F13 no taj \u010dip je te\u0161ko nabaviti pa nam preostaje 74LS13.<\/p>\n
U zalihama imamo dva \u010dipa SN74LS13N proizvo\u0111a\u010da Motorola iz 1988. godine, jedan \u010dip SN7413N Texas Instruments iz 1973. godine, a naru\u010dili smo jo\u0161 pet novih \u010dipova SN74LS13N iz Kine. Test je pokazao da su grani\u010dne frekvencije rada ovih \u010dipova u rasponu 23-26 MHz. Jedan \u010dip iz Kine je detektiran kao neispravan jer dose\u017ee jedva 20 MHz i pokazuje velike nestabilnosti u spoju oscilatora kroz \u010ditav opseg frekvencija. Ostali \u010dipovi iz Kine, kao i Motorola \u010dipovi su pribli\u017eno istih karakteristika. Najvi\u0161e je iznenadio \u010dip Texas Instrumentsa koji je najstariji, rabljen (odnekud izva\u0111en), koji \u010dak i nema oznaku LS (ili neku drugu) i koji je stabilno radio na frekvenciji preko 26 MHz, dakle vi\u0161oj od svih ostalih \u010dipova.<\/p>\n
Kako god bilo, ovo su i dalje grani\u010dne frekvencije i vjerojatno nije pametno koristiti ove \u010dipove za oscilatore na 25 MHz. Sre\u0107om, signal iz ovakvih relaksacijskih oscilatora je bogat harmonicima tako da nema nikakve zapreke koristiti drugi harmonik osnovne frekvencije 12,5 MHz.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_46.png\")
<\/a>\u010cip Texas Instrumentsa iz 1973. godine pokazao je najve\u0107u brzinu u radu. Signal na rubnom podru\u010dju rada \u201epravokutnog\u201c oscilatora je uvijek \u201e\u0161iljast\u201c i varljivo izgleda sli\u010dno sinusnom signalu. To je zato jer do izra\u017eaja dolaze bo\u010dne strmine \u010dije je vrijeme porasta i pada dulje od vremena trajanja \u201eravnog\u201c dijela signala. Me\u0111utim, iako je nalik sinusnom, ovo je i dalje harmonicima vrlo bogat signal. \u00a0<\/em><\/p>\n<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_45.png\")
<\/a>Spektralna slika signala iz oscilatora 12,5 MHz sa logi\u010dkim \u010dipom SN74LS13. Vidi se daje drugi harmonik na 25MHz samo nekih 10 dBm slabiji od osnovnog signala \u010dime je posve upotrebljiv za na\u0161 projekt.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
U kona\u010dnici, testirali smo kako radi na\u0161a shema sa \u010dipom SN74LS13 kao stvarni FM predajnik. Radi iznena\u0111uju\u0107e dobro. Jasno da izobli\u010denja ima \u0161to je posve za o\u010dekivati jer uz nose\u0107i signal pun harmonika ne koristimo nikakve filtre, no sve u svemu lijepo mo\u017eete \u010duti \u010dak i 8. harmonik na 100 MHz (koji pada u radiodifuzni FM opseg) na udaljenosti nekoliko desetaka metara.<\/p>\n
Plan za dalje je zalemiti ovaj modulator na tiskanu plo\u010dicu, izraditi neki jednostavni pojasni filtar za 25 MHz i onda testirati rad Si5351A sa ovim modulatorom. Isto tako ne\u0107emo odustati ni od kristalnog oscilatora\/modulatora. Naru\u010diti \u0107u kristalni oscilator (rezonator) na 5 MHz i vidjeti mo\u017ee li se izdvojiti 5. harmonik. Ovo bi bilo najbolje rje\u0161enje, ne samo zbog stabilnosti, nego i zbog toga \u0161to bi isti kristal koristili za obje namjene (FM modulaciju i AM modulaciju). To bi isklju\u010dilo potrebu za osmi\u0161ljavanjem mehani\u010dkih ili elektroni\u010dkih sklopki za preklapanje XA (takt) ulaza za Si5351A \u0161to uvijek mo\u017ee rezultirati \u0161umovima i smetnjama koje degradiraju ili blokiraju rad na\u0161eg VFO-a.<\/p>\n
<\/p>\n
FM modulacija kristalnih oscilatora<\/strong><\/p>\n
\u00a0<\/strong>Ve\u0107 smo rekli da su kristalni oscilatori frekvencijski vrlo stabilni i te\u0161ko je vanjskim elementima izazvati neku veliku devijaciju (pomak) frekvencije od one na kojoj rezonira sam kristal, svakako ne ni blizu pomak od \u00b175 kHz koliko bi trebalo za komercijalni WFM radio. Stoga je potrebno po\u010detnu malu devijaciju frekvencije kristala koja se jo\u0161 mo\u017ee izazvati (do nekoliko kHz) poja\u010dati dodatnim stupnjevima umno\u017eavanja frekvencije ili kori\u0161tenjem harmoni\u010dkih frekvencija.<\/p>\n
<\/p>\n
Odabir kristala<\/strong><\/p>\n
Za na\u0161 projekt smo naru\u010dili iz Kine jeftine kristale op\u0107e namjene od 5 MHz iz DIP HC-49S serije. Navedenu seriju odlikuje nizak ESR \u0161to pridonosi stabilnosti frekvencije ali i pove\u0107an \u201epullability\u201c \u0161to zna\u010di da je vanjskim kapacitetima mogu\u0107e ne\u0161to vi\u0161e razvu\u0107i raspon rezonantnih frekvencija kristala.<\/p>\n
Ve\u0107 ste primijetili da u mojim objavama maksimalno izbjegavam detaljna teoretska obja\u0161njavanja i slo\u017eene izra\u010dune za obja\u0161njenje rada nekog elektroni\u010dkog elementa ili sklopa. Preferiram upotrebu gotovih kalkulatora i simulatora elektroni\u010dkih krugova, no glede toga razlika izme\u0111u idealnih i stvarnih elektroni\u010dkih komponenti mo\u017ee biti zna\u010dajna, pogotovo ako koristimo jeftine komponente op\u0107e namjene iz masovne proizvodnje. Stoga je bolje analizirati realne prakti\u010dne snimke signala iz pojedinih sklopova gdje se onda izravno uo\u010davaju stvarne karakteristike promatranih elemenata i sklopova. Obja\u0161njenja poku\u0161avam svesti na razinu osnovnog shva\u0107anja nekog principa ili pojave. Tako \u0107emo uraditi i za na\u0161 kristal.<\/p>\n
<\/p>\n
Frekvencijsko-impedancijska karakteristika kristala<\/strong><\/p>\n
Za po\u010detak \u0107emo analizatorom spektra snimiti frekvencijsko-amplitudnu (impedancijsku) karakteristiku na\u0161ih kristala. Ona \u0107e nam pokazati rezonantnu krivulju istih.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_49.png\")
<\/a>Na frekvencijsko-amplitudnoj karakteristici kristala od 5 MHz jasno se uo\u010davaju dvije rezonancije: serijska na 4,999500 MHz (Marker 1) i paralelna na 5,004380 MHz (Marker 3). Deklarirana frekvencija od 5 MHz se nalazi negdje u sredini bli\u017ee serijskoj rezonantnoj frekvenciji.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
Na frekvencijsko-impedancijskoj karakteristici kristala od 5 MHz vrlo lijepo se vidi da kristal pokazuje dvije o\u0161tre rezonantne frekvencije iznad i ispod 5 MHz, na me\u0111usobnom razmaku od 4,880 kHz. Vidimo da je prva rezonantna frekvencija na vrlo niskoj impedanciji (gu\u0161enje svega -2,5 dB), odnosno prakti\u010dno te\u017ei prema kratkom spoju. To nas odmah upu\u0107uje na zaklju\u010dak kako je ovdje rije\u010d o serijskoj rezonanciji kod koje otpor LC titrajnog kruga pada prakti\u010dki na nulu. Druga rezonantna frekvencija pak je na najvi\u0161oj to\u010dki impedancije (najve\u0107i otpor, gu\u0161enje -82 dB) \u0161to nam ukazuje kako je ovdje rije\u010d o paralelnoj rezonanciji kod koje otpor LC titrajnog kruga te\u017ei biti beskona\u010dan (otvoren strujni krug).<\/p>\n
S obzirom da kristal dakle pokazuje obje rezonantne frekvencije, onda ga svakako mo\u017eemo promatrati kao kombinaciju paralelnog i serijskog LC titrajnog kruga.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_55.gif\")
<\/a>Nadomjesna shema kristala: Ls \u2013 induktivna komponenta kristala, Cs \u2013 kapacitivna komponenta kristala, Rs \u2013 omski otpor kristala (ESR), Cp \u2013 paralelna kapacitivna komponenta koju predstavlja unutra\u0161nji kapacitet i vanjske elektri\u010dne veze kristala<\/em><\/p>\n<\/p>\n
Iz nadomjesne sheme kristala mo\u017eemo vidjeti kako je on u osnovi serijski LC titrajni krug, no kao realni element neophodno ima i neki svoj omski otpor kao i interni paralelni kapacitet koji je nemogu\u0107e izbje\u0107i zbog same konstrukcije kristala. Prema tvorni\u010dkim podacima, ESR za na\u0161 kristal je 80-150 \u2126 maksimalno, a interni ili shunt kapacitet je maksimalno 7 pF. O veli\u010dini tog internog kapaciteta ovisi paralelna rezonantna frekvencija pa mo\u017eemo re\u0107i da ona nastaje kao posljedica parazitskih kapaciteta u konstrukciji kristala koji se ne mogu izbje\u0107i. \u00a0Stoga se kod konstrukcije kristalnih oscilatora te\u017ei da kristal radi na svojoj serijskoj rezonanciji jer je tu manja osjetljivost na vanjske parazitske kapacitete.<\/p>\n
Da bi vidjeli koja reaktancijska komponenta (induktivna ili kapacitivna) prevladava na odre\u0111enim frekvencijama, moramo snimiti frekvencijsko-faznu karakteristiku na\u0161eg kristala.<\/p>\n
<\/p>\n
Frekvencijsko-fazna karakteristika kristala<\/strong><\/p>\n
Ina\u010de posjedujem vrlo dobar analizator spektra (Siglent SSA3021X) preko kojeg smo snimili rezonantne frekvencije kristala, no analizatori spektra ne mogu snimati fazne vektore. Za to nam je potreban VNA (vector network analyzer). Oba ova instrumenta snimaju karakteristike u frekvencijskoj domeni, no analizator spektra to radi s obzirom na amplitudu, a VNA s obzirom na fazu promatranog signala.<\/p>\n
Osciloskop, analizator spektra i VNA su tri osnovna instrumenta za promatranje i mjerenje elektri\u010dkih signala. Ponuda sva tri instrumenta je danas vrlo bogata, a cjenovni rasponi idu od nekoliko desetaka eura do nekoliko desetaka tisu\u0107a eura. Jasno je dakle da postoje ogromne razlike u specifikacijama i mogu\u0107nostima izme\u0111u pojedinih modela ovakvih mjernih instrumenata.<\/p>\n
Moj VNA spada u kategoriju najjeftinijih na tr\u017ei\u0161tu i rije\u010d je o popularnom modelu iz serije NanoVNA-F. Kod jeftinijih VNA ograni\u010denja su u ulaznoj osjetljivosti i razini vlastitog \u0161uma (dinami\u010dki raspon), no tako\u0111er i u brzini rada, rezoluciji mjerenja (broj to\u010daka) i rezoluciji prikaza (displej). Ograni\u010denja su naravno i u mogu\u0107nostima analize i usporedbe snimljenih signala bilo u realnom vremenu ili naknadno kao i u dostupnim kontrolama. Takvi ure\u0111aji obi\u010dno imaju samo osnovne kontrole i osnovne analize snimljenih signala. Pa pak, dana\u0161nji VNA cjenovnog razreda do 150 eura posve zadovoljavaju svim amaterskih zahtjevima i za tu cijenu zapravo imaju impresivne specifikacije i mogu\u0107nosti mjerenja.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_51a.jpg\")
<\/a>Ovdje se vidi fotoaparatom slikan ekran NanoVNA-F tijekom mjerenja amplitudne i fazno-frekvencijske karakteristike kristala. Iako je slika u\u017eivo puno bolja \u0161to se ti\u010de boja i o\u0161trine, ve\u0107 i ovdje se lako uo\u010dava prili\u010dno niska rezolucija mjerenja. Maksimalna brzina mjerenja ne 200 to\u010daka u sekundi, a maksimalna rezolucija mjerenja je 800 to\u010daka. Displej je rezolucije 800×480 to\u010daka. Iako ovi podaci ni\u0161u ba\u0161 impresivni to je i dalje prili\u010dno iskoristiv mjerni instrument u praksi.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
Softver koji dolazi uz NanoVNA-F je prili\u010dno jednostavan, spor i sa osnovnim mogu\u0107nostima. Prakti\u010dno omogu\u0107uje samo povezivanje sa NanoVNA-F preko USB porta (emulacija COM porta) u cilju razmjene .s1p i .s2p datoteka. To su osnovi tekstualne datoteke kojima se prenose rezultati mjerenja, odnosno vrijednosti X i Y osi grafova. Stoga softver ne mo\u017ee komunicirati sa NanoVNA-F u realnom vremenu i ne mo\u017ee kopirati prikaz na ekranu. Postoji puno programa namijenjeni za \u010ditanje .s1p i .s2p datoteka i crtanje grafova iz istih, a u tu svrhu mo\u017ee poslu\u017eiti i MS Excel ili bilo koji drugi sli\u010dni program sa podr\u0161kom za XY grafove.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_50.png\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
Mi ovdje imamo problem jer \u017eelimo istovremeni prikaz amplitudne i fazne karakteristike, dakle \u017eelimo usporediti dva frekvencijska grafa sa razli\u010ditim mjernim jedinicama na Y osi (dBm za amplitudu i stupnjevi za fazni pomak). Ovakav prikaz radi na samom NanoVNA-F displeju (iako se na Y osi mo\u017ee odabrati za prikaz samo jedna mjerna vrijednost), no originalni softver ne podr\u017eava u\u010ditavanje takvih kombinacija. Nakon nekoliko instalacija razli\u010ditih drugih softvera za .s1p i .s2p datoteke, nisam uspio na\u0107i ni jedan koji mo\u017ee napraviti tu kombinaciju, barem ne u besplatnoj ina\u010dici. Stoga sam se poslu\u017eio dobrom starim MS Excelom i ru\u010dno preklopio ta dva frekvencijska grafa.<\/p>\n
<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_53.gif\")
<\/a>Pomo\u0107u instrumenta NanoVNA-F snimili smo .s1p datoteke sa rezultatima mjerenja amplitudnog i faznog odziva na\u0161eg kristala. Datoteke smo zatim obradili u MS Excelu kako bi dobili paralelni usporedni prikaz ove dvije frekvencijske karakteristike.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
Na frekvencijama ni\u017eim od serijske rezonantne frekvencije (4,999500 MHz) zakretanje faze signala je oko -90\u00b0 \u0161to zna\u010di da kristal ovdje ima vrlo izra\u017eenu kapacitivnu komponentu impedancije. Na serijskoj rezonantnoj frekvenciji dolazi do nagle promjene faze za 180\u00b0 tako da ona od ove to\u010dke iznosi +90\u00b0. To zna\u010di da kristal ovdje pokazuje izra\u017eenu induktivnu komponentu. Na paralelnoj rezonantnoj frekvenciji (5,004380 MHz) ponovno dolazi do naglog okretanja faze za 180\u00b0 i ona od ove to\u010dke opet iznosi -90\u00b0 \u0161to zna\u010di da do izra\u017eaja ponovno dolazi kapacitivna komponenta kristala.<\/p>\n
Ovo vrlo naglo zakretanje faze sa prakti\u010dno \u010disto kapacitivne (-90\u00b0) na \u010disto induktivnu reaktanciju (+90\u00b0) je specifi\u010dnost kristala koja odre\u0111uje njegove vrlo o\u0161tre rezonantne krivulje. To zakretanje \u0107e se uvijek doga\u0111ati na rezonantnoj frekvenciji bez obzira koliko ju pomaknemo vanjskim kapacitetima.<\/p>\n
<\/p>\n
Promjena rezonantnih frekvencija kristala<\/strong><\/p>\n
Iz svega je jasno da \u0107emo dodavanjem vanjskih (dodatnih) kondenzatora ili zavojnica u seriju ili paralelno sa kristalom promijeniti njegovu rezonantnu serijsku ili paralelnu frekvenciju. Prakti\u010dnije je dodavanje kondenzatora (promjenjivih kondenzatora) umjesto zavojnica jer su jednostavnije i manje konstrukcije. Dodavanje vanjskog kapaciteta \u0107e imati najve\u0107i u\u010dinak u dijelu gdje se nagla\u0161enost kapacitivne komponente, nakon rezonancije (podjednaka impedancija obje komponente), po\u010dinje mijenjati u induktivnu komponentu, dakle u podru\u010dju izme\u0111u dvije rezonancije, bli\u017ee serijskoj rezonanciji. Ovdje je dovoljan ve\u0107 mali dodatni kapacitet da se promjeni frekvencija kristala.<\/p>\n
Teoretski se \u010dini kako bi neki dovoljno veliki kapacitet ili induktivitet mogao promijeniti rezonantnu frekvenciju kristala bilo gdje daleko od njegovih osnovnih rezonancija. Me\u0111utim, kristal se ne smije opteretiti velikim kapacitetima ili induktivitetima jer se time pove\u0107ava disipacija snage na njemu. To dovodi do zagrijavanja kristala \u0161to je vrlo ne\u017eeljen u\u010dinak jer su kristali temperaturno osjetljivi elementi kojima promjena temperature izaziva pomak rezonantnih frekvencija. U slu\u010daju pretjeranog optere\u0107enja kristal mo\u017ee biti i uni\u0161ten. Prema podacima za na\u0161 kristal disipacija snage na njemu mo\u017ee biti u granicama 1-500 \u00b5W (tipi\u010dno 100 \u00b5W). Tako\u0111er, vanjski kapaciteti ili induktiviteti neminovno ru\u0161e faktor dobrote kristala i rezonancije postaju \u0161ire sa ve\u0107im gubicima. To je jo\u0161 jedan razlog za\u0161to dodavanje velikih kapaciteta kristalima nije dobra ideja.<\/p>\n
Vrijednosti kondenzatora koji se stavljaju paralelno kristalu ovise o vi\u0161e faktora, a izme\u0111u ostalog i o samim karakteristikama upotrijebljenog kristala. Stoga se najbolje pridr\u017eavati tvorni\u010dkih uputa za odre\u0111eni tip i frekvenciju kristala. U svakom slu\u010daju, idealno bi bilo precizno izmjeriti frekvenciju oscilatora sa odre\u0111enim kristalom, a onda kondenzatorima dovesti tu frekvenciju na nominalnu vrijednost koja je nazna\u010dena na samom kristalu. U praksi se vrijednosti tih kondenzatora mogu kretati u rasponu od 3 pF do 2200 pF \u0161to najvi\u0161e ovisi o samoj frekvenciji i tipu kristala. Za na\u0161 kristal od 5 MHz se specificira dodavanje serijskog kondenzatora 16-32 pF.<\/p>\n
<\/p>\n
Koja frekvencija je ispisana na samom kristalu<\/strong><\/p>\n
Sad dolazimo do zanimljivog pitanja: ako kristal ima dvije rezonantne frekvencije koje se obaveznim dodatkom vanjskih kapaciteta dodatno pomi\u010du, koja je onda to nominalna frekvencija ispisana na samom kristalu.<\/p>\n
Proizvo\u0111a\u010di na kristalima obi\u010dno otisnu samo jednu rezonantnu frekvenciju (naj\u010de\u0161\u0107e serijsku), no u tvorni\u010dkim podacima svakako treba biti navedeno koja frekvencija je otisnuta jer razlika izme\u0111u serijske i paralelne rezonancije kristala mo\u017ee biti i nekoliko kHz. \u0160tovi\u0161e, na kristal se naj\u010de\u0161\u0107e ne otiskuje njegova to\u010dna (stvarna) serijska ili paralelna rezonantna frekvencija, nego frekvencija na kojoj \u0107e oscilator sa tim kristalom oscilirati kada mu se dodaju obavezni vanjski kondenzatori (loading capacitance) i \u010diju vrijednost tako\u0111er propisuje proizvo\u0111a\u010d. Tako je slu\u010daj i sa na\u0161im kristalom nominalne vrijednosti 5 MHz. Vidjeli smo da je njegova serijska rezonantna frekvencija zapravo ne\u0161to ni\u017ea (za 500 Hz), a isto se onda kompenzira i ugodi dodavanjem vanjskog kapaciteta 16-32 pF.<\/p>\n
No, ni takvo ozna\u010davanje kristala nije uvijek pravilo u praksi. Kao \u0161to smo vidjeli u objavi Generator 50 MHz RIZ u praksi se kristali mogu ozna\u010davati na razli\u010dite na\u010dine. Za overtonski bru\u0161ene kristale (koji osim na osnovnoj rezoniraju i na harmoni\u010dkim frekvencijama) mo\u017ee biti upisana neka overtonska (vi\u0161a harmoni\u010dna) frekvencija, ovisno o krugu za koji je kristal namijenjen. Tako\u0111er, ponekad se upisuje ona frekvencija koja ni pribli\u017eno ne odgovara niti jednoj rezonantnoj frekvenciji kristala, nego izlaznoj frekvenciji specifi\u010dnog kruga koji se bazira na odre\u0111enom kristalu. To se u prvom redu odnosi na superheterodinske RF krugove gdje mo\u017ee biti upisana frekvencija koja je uve\u0107ana ili umanjenja za vrijednost heterodinske me\u0111ufrekvencije.<\/p>\n
Frekvencije se vrlo \u010desto upisuju u skra\u0107enom broj\u010danom obliku bez mjerne jedinice (kHz, MHz). Na nekim kristalima \u0107emo umjesto oznake frekvencije na\u0107i samo oznaku kanala nekog primopredajnika za koji je taj kristal predvi\u0111en. Stoga, ukoliko imamo neki kristal kojem ne znamo porijeklo ni o\u010dekivanu frekvenciju, a ista nije u cijelosti ispisana na tijelu kristala, te\u0161ko \u0107emo iz same oznake mo\u0107i zaklju\u010diti to\u010dne rezonantne frekvencije kristala, pogotovo ako ne znamo ni tip kristala.<\/p>\n
<\/p>\n
Za\u0161to se kristalima uvijek dodaju vanjski kapaciteti<\/strong><\/p>\n
Za\u0161to je uop\u0107e neophodno dodavati te vanjske kondenzatore kristalima za pode\u0161avanje rezonantne frekvencije. Za to ima vi\u0161e razloga. U praksi kristalni oscilatori ne mogu stabilno raditi na to\u010dnim serijskim i paralelnim rezonancijama kristala nego obi\u010dno negdje izme\u0111u te dvije vrijednosti. Kristali se stavljaju u pozitivnu povratnu spregu oscilatora koja vr\u0161i odre\u0111eni utjecaj na kristal, a \u010desto je potrebno i galvansko odvajanje istosmjerne od izmjeni\u010dne komponente tako da je serijsko dodavanje kondenzatora samim time neophodno. Oscilator za stabilan i ispravan rad treba povratnu vezu u fazi, a s obzirom da elektroni\u010dki elementi nisu savr\u0161eni to je te\u0161ko posti\u0107i. Stoga je opet neophodno dodavati vanjske kapacitete ili induktivitete za kompenzaciju faznog pomaka. Ovo \u0107e biti jasnije ako nacrtamo dvije osnovne sheme kristalnih oscilatora. Naj\u010de\u0161\u0107a izvedba oscilatora koji koristi serijsku rezonanciju kristala je Pierce oscilator, a za paralelnu rezonanciju je to Colpitts oscilator.<\/p>\n
<\/p>\n
Colpitts i Pierce kristalni oscilatori<\/strong><\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_54.gif\")
<\/a>Tipi\u010dne shema Colpitts oscilatora sa paralelnom rezonancijom kristala i Pierce oscilatora sa serijskom rezonancijom kristala.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
Sheme dva tipi\u010dna kristalna oscilatora namjerno smo nacrtali tako da se jasno vidi kako se oba baziraju na tranzistorskom poja\u010dalu i kristalom u pozitivnoj povratnoj sprezi (veza sa izlaza poja\u010dala natrag na ulaz poja\u010dala). Tako\u0111er u oba slu\u010daja vidimo da su kondenzatori u povratnoj sprezi neophodni kako ne bi nastao kratak spoj u istoj. U primjeru Colpitts oscilatora sa paralelno vezanim kristalom to bi bio izravan kratki spoj, a u slu\u010daju Pierce oscilatora na serijskoj rezonanciji impedancija kristala je vrlo niska (prakti\u010dno nekoliko oma) \u0161to bi dovelo do prejake povratne sprege i nestabilnosti oscilatora.<\/p>\n
Osim toga, kondenzatori su neophodni i za stabilan rad kristalnog oscilatora glede povratne faze, odnosno slu\u017ee za dobivanje ispravnog faznog pomaka u pozitivnoj povratnoj sprezi. Znamo da za stabilan rad oscilatora ulazni signal dobiven preko povratne veze mora biti potpuno u fazi sa izlaznim signalom (0\u00b0 ili 360\u00b0). \u0160to je odstupanje u fazi ve\u0107e to \u0107e efikasnost (ja\u010dina) i stabilnost oscilatora biti manja.<\/p>\n
Kod Colpitts oscilatora tranzistor radi kao emitersko slijedilo gdje je teoretski izlazni signal u fazi sa ulaznim. To zna\u010di da u povratnoj vezi moramo izbje\u0107i promjenu faze. No, kako smo rekli, kristal sam po sebi na rezonantnoj frekvenciji stvara pomak faze od 180\u00b0 tako da su neophodni kondenzatori na svakom kraju kristala koji \u0107e stvarati dodatan pomak faze za 180\u00b0 (2 x 90\u00b0) i time vratili signal na istu fazu. U praksi, sa stvarnim elementima oscilatora, ta zakretanja faze nisu idealna (to\u010dno 90\u00b0). Razlog za to su naravno parazitske reaktivne komponente koje \u010dine impedanciju LC elemenata, no tu je i procesuiranje signala u samom poja\u010dalu. Kod realnog poja\u010dala uvijek postoji neko malo ka\u0161njenje izme\u0111u ulaznog i izlaznog signala iz poja\u010dala (tranzistora, invertera) za vrijeme koliko je potrebno da se signal procesuira. To ka\u0161njenje onda naravno stvara odre\u0111eni pomak faze koji je u povratnoj sprezi potrebno kompenzirati serijskim kondenzatorima.<\/p>\n
Kod Pierce oscilatora pak tranzistor radi kao klasi\u010dno poja\u010dalo sa zajedni\u010dkim emiterom i signal se uzima sa kolektora koji je onda teoretski za 180\u00b0 fazno pomaknut od ulaznog signala. S obzirom da i sam kristal stvara pomak faze 180\u00b0 teoretski na ulazu u poja\u010dalo dobivamo signal u fazi sa izlaznim. Me\u0111utim, zbog opisanih nesavr\u0161enosti elementa koji \u010dine oscilator i ovdje pomaci faze ne\u0107e biti idealni tako da je potrebna kompenzacija kondenzatorima. Tako\u0111er, serijska rezonancija na kojoj radi kristal u Pierce oscilatoru uzrokuje vrlo nisku impedanciju u pozitivnoj povratnoj sprezi, te se ja\u010dina te sprege mora kontrolirati vanjskim kondenzatorima. Pierce oscilatori stoga ne mogu raditi na pravoj serijskoj ili paralelnoj rezonanciji kristala. Djeluju negdje izme\u0111u dvije vrijednosti, ali to je gotovo uvijek bli\u017ee serijskoj nego paralelnoj rezonanciji (kako smo i vidjeli na gornjem snimku) jer se te\u017ei dodavanju kapaciteta \u0161to manjih vrijednosti kako se kristal ne bi nepotrebno optere\u0107ivao.<\/p>\n
<\/p>\n
Efekt dodanih kondenzatora na promjenu rezonantnih frekvencija kristala<\/strong><\/p>\n
Iz izmjerenih karakteristika kristala i osnovnih obja\u0161njenja je jasno da serijsku rezonanciju kristala mo\u017eemo mijenjati serijskim dodavanjem kondenzatora kristalu, a paralelnu rezonanciju kristala mo\u017eemo mijenjati paralelnim dodavanjem kondenzatora kristalu. U prvom slu\u010daju, \u0161to je serijski dodan kondenzator ve\u0107e vrijednosti, serijska rezonantna frekvencija \u0107e se pomaknuti prema vi\u0161e. Isto tako, \u0161to je paralelno spojeni kondenzator ve\u0107e vrijednosti, to \u0107e se paralelna rezonantna frekvencija pomaknuti prema ni\u017ee.<\/p>\n
Iz ovoga pak proizlazi da frekvenciju kristala mo\u017eemo mijenjati u rasponu frekvencija izme\u0111u serijske i paralelne rezonancije, dakle u na\u0161em slu\u010daju izme\u0111u 4,999500 MHz i 5,004380 MHz \u0161to je raspon od 4,880 kHz. Prakti\u010dno vjerojatno ne\u0107emo mo\u0107i posti\u0107i toliku devijaciju jer bi trebali kondenzatore velikog kapaciteta koji onda previ\u0161e optere\u0107uju kristal i negativno djeluju na njegov faktor dobrote.<\/p>\n
Prvo \u0107emo napraviti malu testnu plo\u010dicu da vidimo kolika je devijacija frekvencije uop\u0107e mogu\u0107a sa na\u0161im kristalima. Promjenjivi kondenzatori ne bi trebali biti ve\u0107eg kapaciteta od 32 pF jer je to maksimalno dozvoljeno optere\u0107enje prema tvorni\u010dkim specifikacijama, a osim toga i kapacitivne diode koje mislimo koristiti za FM modulaciju imaju maksimalni kapacitet od nekih 38 pF (BB 910). Naravno, serijski kapacitivnoj diodi se mora dodati i fiksni kondenzator male vrijednosti za odvajanje upravlja\u010dkog (audio) napona niske frekvencije, od frekvencije rada oscilatora na 5 MHz. Time \u0107e ukupni kapacitet modulacijskog kapacitivnog kruga biti manji \u0161to mo\u017eemo popraviti upotrebom vi\u0161e paralelno spojenih kapacitivinih dioda. U zalihama imamo promjenjive kondenzatore 3-150 pF pa \u0107emo ih iskoristiti za na\u0161 test. Uglavnom, na\u0161 \u201euniverzalni\u201c testni krug izgleda ovako.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_56.gif\")
<\/a>Testni krug za simulaciju kombinacija kristala i kondenzatora u povratnim vezama razli\u010ditih kristalnih oscilatora. Metalno ku\u0107i\u0161te kristala smo uzemljili jer je bez toga kristal osjetljiv na vanjske parazitske kapacitete (dodir prstom mo\u017ee promijeniti interne kapacitete za nekoliko pF). Tako\u0111er, svakom trimer-kondenzatoru je dodan kratkospojnik kako bi mogli kontrolirati njegovo uklju\u010divanje ili isklju\u010divanje iz mjernog kruga.\u00a0<\/em><\/p>\n<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_52.jpg\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
Test je pokazao da serijski vezani kondenzator do 150 pF mo\u017ee pove\u0107ati serijsku rezonantnu frekvenciju za 1,107 kHz. Isti takav paralelno vezani kondenzator pak mo\u017ee smanjiti paralelnu rezonantnu frekvenciju za 4,788 kHz odnosno prakti\u010dno za \u010ditav raspon izme\u0111u serijske i paralelne rezonantne frekvencije. Me\u0111utim, kako smo ve\u0107 obja\u0161njavali, veliki kapacitet naru\u0161ava faktor dobrote kristala tako da se amplituda sa po\u010detnih -82 dB na najni\u017eoj frekvenciji pove\u0107ala na -30 dB.<\/p>\n
<\/p>\n
Koliku FM devijaciju \u017eelimo posti\u0107i<\/strong><\/p>\n
Cilj na\u0161eg testnog predajnika svakako nije pokrivanje komercijalnog FM UKV opsega signalom velike kvalitete (devijacija \u00b175 kHz) jer tu uvijek radi puno lokalnih postaja i dodatne testne emisije nisu potrebne. Na kraju krajeva, (jedino) taj opseg i nije zanimljiv za na\u0161e svrhe.<\/p>\n
Za sve druge slu\u017ebene i radioamaterske veze uskopojasnom FM modulacijom (NFM) gdje se prenosi govorna informacija (telefonija) ili telegrafija, odnosno audio frekvencijski opseg \u00a0300 Hz \u2013 3 kHz, maksimalna devijacija prakti\u010dno ne treba prelaziti \u00b15 kHz. Uz najve\u0107i dopu\u0161teni indeks modulacije za NFM veze M=1, ukupna \u0161irina kanala koju \u0107e zauzeti NFM modulacija je 12 kHz.<\/p>\n
Iz svega proizlazi da bi mi frekvenciju oscilatora od 5 MHz trebali mijenjati za oko 2 kHz kako bi na 5. harmoniku imali devijaciju od \u00b15 kHz. Prema na\u0161im testovima ovo bi trebalo biti izvedivo. Druga mogu\u0107nost je upotrijebiti kristal na 2,5 MHz i koristiti 10. harmonik. Tada bi bila dovoljna promjena frekvencije od oko 1 kHz. Ovo je vjerojatno bolja opcija jer \u0107e kristal biti manje optere\u0107en, a oscilator \u0107e se lak\u0161e modulirati i svakako \u0107e biti stabilniji.<\/p>\n
Kako god bilo, sada moramo izvesti neke prakti\u010dne krugove oscilatora i testirati mogu\u0107e FM devijacije sa istima.<\/p>\n
<\/p>\n
Koje specifikacije FM modulacije moramo posti\u0107i: devijacija, indeks modulacije, zauze\u0107e frekvencijskog kanala\u00a0 <\/strong><\/p>\n
\u0160to se ti\u010de frekvencijske modulacije va\u017eno je znati nekoliko prakti\u010dnih stvari i razlika s obzirom na amplitudnu modulaciju. Kod amplitudne modulacije je \u0161irina zauze\u0107a kanala (frekvencijskog opsega) otprilike jednaka dvostrukoj vrijednosti najvi\u0161e modulacijske frekvencije. To zna\u010di da ako audio-frekvencijskim opsegom 300-3000 Hz amplitudno moduliramo neku nose\u0107u frekvenciju, onda \u0107e puni AM signal zauzeti opseg od 6 kHz (2 x 3 kHz). Me\u0111utim, ako istim audio opsegom frekvencijski moduliramo neku nose\u0107u frekvenciju, onda \u0107e FM signal zauzeti vi\u0161estruko \u0161iri frekvencijski opseg, teoretski \u0107e se harmonici osnovne modulirane frekvencije protezati u beskona\u010dnost kroz \u010ditav RF opseg. U praksi je naravno svaki vi\u0161i harmonik manje snage, te se za \u0161irinu opsega ra\u010dunaju samo harmonici kojima je amplituda vi\u0161a od 10 % amplitude nemoduliranog (punog) vala nosioca. Naime, kod FM modulacije val nosilac nije konstantne amplitude nego se vi\u0161e ili manje smanjuje s obzirom na modulacijsku frekvenciju, a isto vrijedi i za bo\u010dne harmonike kao produkte modulacije.<\/p>\n
Nama je va\u017eno zadr\u017eati \u0161irinu frekvencijske modulacije u odre\u0111enom kanalnom opsegu kako signal jednog kanala ne bi prelazio i mije\u0161ao se sa signalima susjednog kanala. Uobi\u010dajene \u0161irine kanala u NFM radio vezama su 12,5 i 25 kHz. Ve\u0107ina FM prijemnika stoga ima pode\u0161ene MF filtre na prijem tih \u0161irina opsega. To zna\u010di da \u0107e prijemnik ionako filtrirati \u0161iri frekvencijski opseg, no kod FM modulacije to mo\u017ee onda zna\u010diti i degradaciju (izobli\u010denje) demodulirane govorne informacije. Stoga na\u0161 modulator nikako ne bi smio generirati \u0161iri frekvencijski opseg. \u0160irina opsega kao i kod AM modulacije ovisi dijelom od maksimalne audio frekvencije kojom moduliramo nose\u0107u frekvenciju, no jednako tako \u0161irina zauze\u0107a kanala \u0107e kod FM ovisiti i o indeksu modulacije.<\/p>\n
Indeks modulacije je omjer izme\u0111u devijacije (frekvencijskog pomaka nose\u0107e frekvencije) i najve\u0107e modulacijske (audio) frekvencije. Kod NFM govornih komunikacija taj indeks je 1 ili 2. Najve\u0107u modulacijsku frekvenciju \u0107emo ograni\u010diti na standardnih 3 kHz koliko je dovoljno za razumljiv prijenos govora. Time na \u0161irinu kanala mo\u017eemo jo\u0161 jedino utjecati devijacijom. \u0160to je devijacija ve\u0107a, to \u0107e \u0161irina zauze\u0107a kanala biti ve\u0107a ali \u0107e i glasno\u0107a demoduliranog zvuka u prijemniku biti ve\u0107a. Ako je devijacija premala, zvuk u prijemniku \u0107e biti jedva \u010dujan i na maksimalnoj glasno\u0107i. Treba je dakle na\u0107i devijaciju gdje se dobiva najbolji omjer izme\u0111u zauze\u0107a kanala i \u010dujnosti signala na prijemniku.<\/p>\n
Uz modulacijski indeks 1 (M=1) i najve\u0107u modulacijsku frekvenciju od 3 kHz \u0161irina zauze\u0107a kanala \u0107e biti 12 kHz. To je osnovna postavka standardnog NFM radio kanala. To tako\u0111er zna\u010di da na na\u0161em oscilatoru 25 MHz moramo posti\u0107i devijaciju frekvencije od 3 kHz. S obzirom da koristimo 5. harmonik, onda devijacija kristalnog oscilatora na 5 MHz mora biti 600 Hz. Na osnovu na\u0161ih prija\u0161njih mjerenja ovo mo\u017eemo posti\u0107i i na serijskoj i na paralelnoj rezonanciji kristala. Bez obzira na to, naru\u010dio sam i kristale za 2,5 MHz jer \u0107e onda potrebna devijacija biti dvostruko manja, \u0161to bi se u praksi moglo pokazati boljim.<\/p>\n
<\/p>\n
Prvi testni modulirani kristalni oscilator<\/strong><\/p>\n
Prve testove Colpitts i Pierce kristalnih oscilatora radili smo na eksperimentalnoj plo\u010di. To svakako nije najbolji na\u010din prakti\u010dnog testiranja sklopova koji rade na visokim frekvencijama, no u ovoj fazi samo \u017eelimo vidjeti koliko su ovi oscilatori pogodni za FM modulaciju.<\/p>\n
Testni sklop smo napravili tako da mo\u017eemo mijenjati prednapon baze i kolektorsku struju tranzistora, te naravno vanjske kapacitete serijski i paralelno vezane kristalu. Upotrijebljen je tranzistor 2N3904 i napajanje od 5 V. Kao promjenjivi kapacitet za modulaciju koristimo VHF kapacitivnu diodu BB 910 koja prili\u010dno linearno mijenja kapacitet u rasponu 2,3 do 38 pF ovisno o primijenjenom naponu u rasponu 28 – 0,5 V (\u0161to je napon vi\u0161i to je kapacitet ni\u017ei). Po potrebi \u0107emo paralelno spojiti dvije ili tri takve diode kako bi se ukupni kapacitet pove\u0107ao.<\/p>\n
<\/p>\n
Colpitts kristalni oscilator<\/strong><\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_57.gif\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
Prvo smo testirali osnovnu shemu za tranzistorski Colpitts oscilator. S obzirom da je poja\u010dalu u spoju emiterskog slijedila, najve\u0107a izlazna amplituda signala koju smo mogli dobiti je oko 0,6 Vpp. Oscilator \u0107e biti stabilniji i harmoni\u010dki \u010di\u0161\u0107i \u0161to se manje optere\u0107uje (manja povratna sprega) tako da najbolje radi kada izlazna amplituda ne prelazi 0,2 Vpp. Ako se oscilator preuzbudi onda dolazi do velikog izobli\u010denja i nestabilnosti oscilacija tako da tranzistor lako mo\u017ee prestati oscilirati ili u\u0107i u svoje nekontrolirane VF samooscilacije. Za na\u0161e potrebe pak je potreban signal ja\u010dine barem 1 Vpp tako da obavezno moramo dodati barem jedan stupanj poja\u010danja.<\/p>\n
\u0160to se ti\u010de harmonika, izlaz iz oscilatora mo\u017ee biti harmoni\u010dki prili\u010dno \u010dist \u0161to svakako ne odgovara na\u0161im potrebama. Odre\u0111enim pode\u0161avanjima mo\u017eemo dobiti ja\u010de harmoni\u010dke frekvencije, no one ne\u0107e biti ni blizu ja\u010dine kao kod pravokutnih oscilatora. To svakako nije povoljno za na\u0161e potrebe.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_59.png\")
<\/a>Spektralni prikaz izlaznog signala iz Colpitts oscilatora. Donekle su izra\u017eena samo prva dva harmonika koja su -40 dB i -50 dB potisnuta ispod razine osnovnog signala.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_58.png\")
<\/a>Ovo je pode\u0161enje\u00a0 na\u0161eg Colpitts oscilatora tako da se dobiju najja\u010di harmonici. Nama zanimljivi 5. harmonik je gotovo 36 dB slabiji od osnovnog signala.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
Testom smo utvrdili da Colpitts oscilatorom mo\u017eemo dobiti 5. harmonik na 25 MHz razine svega -45 dB. \u010cak i ako izuzmemo gu\u0161enje uslijed eksperimentalne monta\u017ee i pove\u0107ano napon napajanja, i dalje \u0107emo trebati poja\u010dalo od barem 40 dB da dobijemo dovoljno jak signal za na\u0161e potrebe (oko 5 dB). To su barem dva stupnja tranzistorskog poja\u010danja.<\/p>\n
Test frekvencijske modulacije je pokazao da se ona mo\u017ee posti\u0107i i na prijemniku se hvata demodulirani signal \u010dak i na nekoliko centimetara udaljenosti od oscilatora. Me\u0111utim, uga\u0111anje optimalne devijacije je posve druga pri\u010da. U osnovnom sklopu mo\u017eemo samo kombinirati ja\u010dinu modulacijskog signala i broj upotrijebljenih kapacitivnih dioda da se dobije optimalna devijacija oscilatora. Svakako ne bi bilo lo\u0161e izvesti kontrolu prednapona za kapacitivne diode kako je prikazano na drugoj i tre\u0107oj shemi. Tako se mo\u017ee podesiti raspon promjene kapaciteta u odnosu na raspon promjena amplitude moduliraju\u0107eg signala \u010dime se onda mo\u017ee i finije podesiti ne samo \u017eeljena devijacija nego i linearnost FM modulacije.<\/p>\n
U tre\u0107oj shemi je za liniju prednapona kapacitivnih dioda dodana stabilizacijska zener dioda tako da prednapon nije ovisan o promjeni napona napajanja. Nadalje, jedan od problema je posti\u0107i dobro odvajanje modulacijskog NF signala od VF signala oscilatora. Tu mogu pomo\u0107i niskopropusni i visokopropusni filtri koje je naravno potrebno dobro prora\u010dunati i prakti\u010dno izvesti da bi bili funkcionalni. Kod RF tunera i sli\u010dnih oscilatorskih krugova kontroliranih kapacitivnim diodama \u010desto vidimo kombinaciju dvije kapacitivne diode zajedno vezane katodama ili anodama. Iako se ovim krugom dvostruko smanjuje efektivni kapacitet koji ima jedna dioda, s druge strane se posti\u017ee dobro odvajanje upravlja\u010dkog napona od oscilatorskog kruga. Ulazni upravlja\u010dki audio signal se u startu uvodi kroz niskopropusni LC filtar koji \u0107e bez gu\u0161enja propu\u0161tati DC i NF audio napon i sprje\u010davati prodor VF napona iz oscilatora na audio krugove. Zavojnica vezana u seriju sa kristalom omogu\u0107uje njegovo fino pode\u0161avanje na centralnu nose\u0107u frekvenciju. Tako\u0111er, na izlazu iz oscilatora imamo pode\u0161en LC krug kojim se filtrira \u017eeljeni harmonik.<\/p>\n
Shema na tre\u0107oj slici je stoga neki minimum sklopova koji bi morali imati za postizanje dobre FM modulacije kristalnog oscilatora na njegovom 5. harmoniku. Ovo svakako nije sklop koji se mo\u017ee testirati na eksperimentalnoj plo\u010di. Treba je napraviti teoretski prora\u010dun, a zatim sklop izvesti na pravoj plo\u010dici slijede\u0107i sva pravila za izradu VF sklopova.<\/p>\n
Ukupno gledano, za Colpitts oscilator moramo ugraditi dvostupanjsko RF poja\u010dalo i dodati LC ili RC filtre za dobro odvajanje DC i NF moduliraju\u0107eg napona od VF napona koji generira oscilator. Tu je naravno obavezan i pojasni filtar za 5. harmonik. Zapravo, vrlo slabi harmonici koje generira ovaj oscilator najve\u0107i su nedostatak da ga odaberemo za na\u0161u primjenu.<\/p>\n
<\/p>\n
Pierce kristalni oscilator<\/strong><\/p>\n
Kod Pierce oscilatora napon uzimamo sa kolektora tranzistora tako da je on ve\u0107e amplitude od onoga sa Colpitts oscilatora. Izlazni signal mo\u017ee biti sli\u010dne \u010disto\u0107e kao i kod Colpitts oscilatora, no mogu\u0107e je napraviti uga\u0111anje tako da je 5. harmonik 25 dB slabiji od osnovnog signala. To je puno bolje od Colpitts oscilatora, no i dalje trebamo jedan ili dva stupnja RF poja\u010danja (najbolje jedan stupanj za odvajanje i jedan stupanj RF poja\u010danja).<\/p>\n
Sve drugo vrijedi kao i za Colpitts oscilator. Osnovna FM modulacija se posti\u017ee jednostavnom shemom, no za bolju \u010disto\u0107u, kontrolu i pode\u0161avanje modulacije treba dodati sklopove koji uklju\u010duju podesive filtre, zavojnice i sli\u010dne elemente koje \u017eelimo izbje\u0107i.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_60.png\")
<\/a>Najja\u010di harmonici koje smo uspjeli dobiti pode\u0161enjem Pierce oscilatora. Ovdje se ne\u0161to ve\u0107e razine harmonika posti\u017eu najvi\u0161e iz razloga jer je i osnovni signal ja\u010di nego kod Colpitts oscilatora. Pove\u0107anjem napona napajanja sa 5 V na 12 V bi se vjerojatno dobio dovoljno sna\u017ean 5. harmonik, no i dalje moramo ugraditi barem jedan tranzistorski stupanj za odvajanje.\u00a0 <\/em><\/p>\n<\/p>\n
Generalni zaklju\u010dak je da tranzistorski kristalni oscilatori nisu najbolje rje\u0161enje za na\u0161e potrebe, posebice ne ako se baziraju na jednom tranzistoru. Da bi dobili zadovoljavaju\u0107e dobar modulator shema se prili\u010dno komplicira i potrebno je puno eksperimenata (pode\u0161avanja) koje nije lako prakti\u010dno izvesti. Sve to mo\u017eda i nije problem ako \u017eelimo napraviti jedan modulator za specifi\u010dnu primjenu, no nama je osnovni zahtjev izvesti jednostavan i jeftin sklop koji se lako i brzo izra\u0111uje u vi\u0161e primjeraka, tako da od jednostavnih tranzistorskih modulatora odustajemo, jednako kao \u0161to smo od njih morali odustati i kod amplitudne modulacije. Sa jednim tranzistorom se jednostavno ne mo\u017ee posti\u0107i dovoljna kvaliteta modulacije.<\/p>\n
<\/p>\n
Druge opcije<\/strong><\/p>\n
Na tr\u017ei\u0161tu postoje gotovi integrirani krugovi koji sadr\u017ee kvalitetne VCO ili PLL\/VCO sklopove, no za 25 MHz je ponuda zapravo vrlo ograni\u010dena i takvi \u010dipovi\/moduli nisu ba\u0161 jeftini. Generalno se te\u0161ko takav sklop mo\u017ee kupiti ili napraviti za cijenu ispod 50 eura.<\/p>\n
Istra\u017eivao sam i ponudu razli\u010ditih jeftinih gotovih FM modula predajnika kontroliranih PLL-om za komercijalni UKV FM radio opseg, koji se prodaju kao be\u017ei\u010dni mikrofoni, be\u017ei\u010dni audio svira\u010di za automobilske radio prijemnike i sli\u010dno. Me\u0111utim, svi takvi FM predajnici se baziraju na namjenskim \u010dipovima za opseg 75-110 MHz te za niti jedan nema potvrde da radi ispod 70 MHz. Preskaleri, digitalni djelitelji ili mje\u0161a\u010di koji bi se mogli upotrijebiti za sni\u017eavanje frekvencije (npr. 100 MHz na 25 MHz) su tako\u0111er rijetki ili preskupi.<\/p>\n
Najbli\u017ea mogu\u0107nost na\u0161im zahtjevima je kineski \u010dip oznake HS6760. To je kompletni stereo FM predajnik za frekvencijski opseg 27-125 MHz. Mo\u017ee se modulirati izravno audio signalom iz mikrofona ili linijskim audio signalom max. 600 mVpp. Izlazna RF snaga je podesiva u 30 koraka u rasponu od -6 dB do 24 dB. Podr\u017ean je standardni 75 \u00b5s pre-emphasis, te tri nivoa devijacije: 75 kHz, 50 kHz i 22,5kHz. Radi na naponu napajanja 3,3 V (2,2-4,2 V). Programira se preko standardne I2C sabirnice. Mo\u017ee se programirati do 8 frekvencija, a one se onda mogu na jednom programiranom modulu mijenjati bez potrebe za bilo kakvim dodatnim hardverom, preko jednostavnog otporni\u010dkog djelitelja napona.<\/p>\n
Ovo je doista sve \u0161to nam treba. Me\u0111utim, problem je \u0161to se na Internetu mogu na\u0107i samo \u0161turi tvorni\u010dki podaci o na\u010dinu programiranja ovog \u010dipa (u programskom jeziku C) i to isklju\u010divo na kineskom jeziku. Treba biti iskusan programer za I2C podatkovne sabirnice kako bi se ovaj \u010dip ispravno programirao ili kako bi se neke njegove funkcije (poput promjene FM devijacije) mogle izvesti na vanjske kontrole (za \u0161to je onda svakako potreban dodatni MCU). Nisam prona\u0161ao nikakve projekte ni forumske rasprave vezane uz ovaj \u010dip. Ukoliko ne na\u0111em drugo rje\u0161enje, morat \u0107u se sam upustiti u programiranje ovog \u010dipa, \u0161to naravno u slu\u010daju neke gre\u0161ke vrlo lako mo\u017ee dovesti do njegovog uni\u0161tenja.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_61.jpg\")
<\/a>\u010cip HS6760 dolazi u minijaturnom SSOP-10 ku\u0107i\u0161tu, a ovdje je gotov modul programiranog stereo FM predajnika na 6 radijskih FM frekvencija (inicijalna frekvencija je 88,7 MHz). Modul ko\u0161ta cca 7 eura. <\/em><\/p>\n<\/p>\n
I na primjeru \u010dipa HS6760 jasno se vidi koliko je digitalna elektronika, odnosno digitalno procesuiranje signala postalo superiornije nad analognom obradom signala. \u0160to se ti\u010de elektronike, lemilicu je potrebno polako zamjenjivati mi\u0161em i tipkovnicom, ukoliko se \u017eeli i\u0107i u korak s vremenom.<\/p>\n
Mi \u0107emo ipak u posljednjem poku\u0161aju dati \u0161anse jo\u0161 jednoj \u201eneprogramiranoj\u201c mogu\u0107nosti izrade dovoljno dobrog i jeftinog kristalnog FM modulatora. Stoga se prebacujemo opet na relaksacijske oscilatore bogate harmonicima i to opet uz upotrebu jeftinih logi\u010dkih integriranih krugova.<\/p>\n
<\/p>\n
Kristalni oscilator sa inverterom (NOT logi\u010dka vrata)<\/strong><\/p>\n
Kada smo eksperimentirali sa FM modulatorom baziranom na \u010dipu SN74LS13 spomenuli smo da se interna gra\u0111a logi\u010dkih krugova uglavnom bazira na serijskim i paralelnim kombinacijama P-MOS i N-MOS tranzistora. Evo osnovne interne sheme jednog CMOS logi\u010dkog invertera ili NOT logi\u010dkih vrata.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_65.gif\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
CMOS inverter se sastoji od spoja P-MOS i N-MOS tranzistora tako da invertiraju (okre\u0107u) ulazni napon. Kada je ulazni napon nizak (logi\u010dka nula) onda je P-MOS uklju\u010den, a N-MOS isklju\u010den te je na izlaz proslije\u0111en napon napajanja, odnosno visoka naponska razina ili logi\u010dka jedinica. Isto tako, kada je ulazni napon visok (logi\u010dka jedinica) onda je N-MOS uklju\u010den, a P-MOS isklju\u010den \u0161to rezultira izlazom na razini mase, odnosno niska naponska razina ili logi\u010dka nula.<\/p>\n
Prebacivanje izme\u0111u dva logi\u010dka stanja je ukupno gledano nelinearno, odnosno gotovo skokovito. Do odre\u0111ene razine ulaznog napona N-MOS tranzistor ne\u0107e voditi, a onda \u0107e na odre\u0111enom pragu okidanja naglo provesti. Vrijedi naravno i obrnuto za pad ulaznog napona i P-MOS tranzistor.<\/p>\n
Ono pak \u0161to je nama zanimljivo, to je da postoji neko podru\u010dje napona u sredini (izme\u0111u dva praga okidanja) gdje se doga\u0111a to brzo prebacivanje s jednog stanja u drugo. Koliko god to prebacivanje bilo brzo sa velikom strminom promjene stanja, ipak je potrebno neko vrijeme da se isto dogodi. \u0160tovi\u0161e, to podru\u010dje brzog porasta napona ili brzog pada napona je gotovo linearno, te to usko podru\u010dje mo\u017eemo promatrati kao podru\u010dje linearnog rada tranzistora.<\/p>\n
Ukoliko dakle tranzistore u inverteru \u017eelimo koristiti kao linearna poja\u010dala (tako da rade samo u uskom linearnom podru\u010dju), to mo\u017eemo napraviti pravilnim prednaponom (konstantnim istosmjernim naponom ili biasom) na gate-ovima tranzistora. Sre\u0107om, to je prakti\u010dno vrlo jednostavno izvesti. Potrebno je samo izme\u0111u izlaza i ulaza invertera napraviti povratnu vezu sa otpornikom dovoljno velike vrijednosti (vi\u0161e od 500 k\u2126, tipi\u010dno 1-1,5 M\u2126). Time se inverter pretvara u \u201eself-biased\u201c linearno poja\u010dalo.<\/p>\n
Naravno, da bi poja\u010dalo radilo linearno ulazni signal mora biti ograni\u010dene amplitude kako bi ostao unutar linearnog podru\u010dja rada tranzistora. Tako\u0111er, napon napajanja te ulazna i izlazna impedancija imaju utjecaj na veli\u010dinu i frekvencijski opseg poja\u010danja. Inverteri se ina\u010de vrlo \u010desto koriste kao \u201eself-biased\u201c linearna poja\u010dala za razli\u010dite namjene, posebno za kristalne oscilatore takta.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_66.gif\")
<\/a>Inverter u spoju poja\u010dala.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_67.gif\")
<\/a>Kristalni oscilator sa inverterom u spoju poja\u010dala koji radi na serijskoj rezonanciji kristala (lijevo) i paralelnoj rezonanciji kristala (desno).<\/em><\/p>\n<\/p>\n
<\/p>\n
Koji inverter odabrati\u00a0\u00a0\u00a0 \u00a0<\/strong><\/p>\n
Postoji vi\u0161e ina\u010dica CMOS invertera u vi\u0161e razli\u010ditih ku\u0107i\u0161ta. Ono na \u0161to bi se trebalo paziti (prema nekim forumima) to je da se uzimaju \u201e\u010disti\u201c inverteri, dakle oni koji nisu opremljeni dodatnim buferima (poja\u010dalima za odvajanje). Oznake takvih \u010distih CMOS invertera obi\u010dno sadr\u017ee slovo \u201eU\u201c u sufiksu (Unbuffered), poput\u00a0 CD4049UB, CD4069UB, 74HCU04. Neke 74xx serije \u010dipova mogu imati samo slovo \u201eC\u201c u sredini (74C04) \u0161to tako\u0111er radi, no primjerice 74HC04 nije iskoristiv za tu namjenu. Na\u010delno se mogu koristiti inverteri sa Schmitt triggerima, no moraju imati oznake \u201eU\u201c ili \u201eC\u201c kako smo opisali. Svakako nisu za upotrebu TTL serije \u010dipova poput 74LS04, 7404 ili 74S04. Osim invertera mogu se upotrijebiti i drugi \u010dipovi koji sadr\u017ee komplementarne parove N-MOS i P-MOS tranzistora poput CD4007UB.<\/p>\n
U zalihama smo prona\u0161li jedan \u010dip HEF4069UBP koji odgovara na\u0161im potrebama. \u010cip sadr\u017ei \u0161est \u010distih invertera i mo\u017ee raditi na naponima napajanja 5-15 V. Evo kako se tih \u0161est invertera mo\u017ee iskoristiti za na\u0161 projekt.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_68.gif\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
Prvi inverter je u spoju \u201eself-biased\u201c poja\u010dala kojem je poja\u010danje odre\u0111eno otpornicima od 10 k\u2126 i 1 M\u2126. Time ovaj inverter slu\u017ei kao poja\u010dalo moduliraju\u0107eg audio signala i ujedno kao izolator izme\u0111u NF audio signala i VF signala oscilatora. Drugi inverter je tako\u0111er u spoju \u201eself-biased\u201c poja\u010dala i radi kao oscilator na frekvenciji kristala od 5 MHz. Frekvencijska modulacija se vr\u0161i preko dvije paralelno spojene kapacitivne diode BB 910 serijski vezane ulaznom \u201eload\u201c kondenzatoru kristala. Time se djeluje na njegovu paralelnu rezonantnu frekvenciju. Tre\u0107i inverter je poja\u010dalo za odvajanje (bufer), a preostala tri invertera su spojena paralelno u cilju strujnog poja\u010danja, odnosno kako bi na izlazu moglo biti ve\u0107e optere\u0107enje.<\/p>\n
S obzirom da koristimo 5. harmonik, kako bi oscilator dobro radio za takt modula Si5351A, ovdje moramo filtrirati sve druge harmonike ve\u0107ih amplituda, posebice osnovnu frekvenciju i vi\u0161e harmonike. Najlak\u0161e je bilo upotrijebiti gotove kerami\u010dke filtre (rezonatore) za 25 MHz. Frekvencijska propusnost kerami\u010dkih rezonatora (za razliku od kristalnih) je puno \u0161ira tako da bez problema prolazi puna devijacija frekvencije. Za kerami\u010dke filtre (pojasno-propusne filtre) je va\u017eno prilagoditi ulaznu i izlaznu impedanciju kako bi dobro radili. Mi na eksperimentalnoj plo\u010di nismo pode\u0161avali te krugove, nego smo serijski povezali tri kerami\u010dka rezonatora \u010dime su svi harmonici potpuno potisnuti tako da na 25 MHz dobivamo \u010disti sinusni signal.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_64.png\")
<\/a>Na snimku frekvencijsko-amplitudne karakteristike kerami\u010dkog filtra 25 MHz vidi se da je propusnost gotovo 100 kHz (6 dB) \u0161to je vi\u0161e nego dovoljna propusnost za FM modulaciju. \u00a0\u00a0<\/em><\/p>\n<\/p>\n
Test je pokazao da ovakav FM oscilator radi vrlo dobro, \u010dak i na eksperimentalnoj plo\u010di. Na 5. harmoniku se bez problema posti\u017ee modulacija za zauze\u0107em pojasa ne ve\u0107im od 25 kHz. Demodulirani signal na prijemniku je vrlo \u010dist i neizobli\u010den. Ovo je svakako najbolji kandidat za na\u0161u primjenu.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_63.png\")
<\/a>Harmoni\u010dka slika izlaza iz oscilatora bez filtriranja. Vidi se da je 5. harmonik 15 dB slabiji od osnovnog signala na 5 MHz i iznosi -8 dBm. To je daleko ja\u010di signal od onih koje smo mogli dobiti tranzistorskim Colpitts i Pierce oscilatorima.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_62.png\")
<\/a>FM modulacija 5. harmonika na 25 MHz audio signalom raspona 300 Hz \u2013 3 kHz. Jedna podjela je 5 kHz. Vidi se kako signal ne zauzima \u0161irinu ve\u0107u od 25 kHz.<\/em><\/p>\n<\/p>\n
<\/p>\n
\n\u00a0<\/strong><\/p>\n
Gotov predajnik sa HS6760 \u00a0\u00a0\u00a0<\/strong><\/p>\n
Iako bi oscilator sa inverterom mogao biti dobar kandidat za na\u0161e potrebe (dobro radi i jednostavan je za prakti\u010dnu gradnju), te\u0161ko je odoljeti gotovom digitalnom rje\u0161enju u obliku \u010dipa HS6760 koji smo prethodno spomenuli. Svakako \u017eelimo napraviti barem osnovne testove ovog FM modulatora, a ako se poka\u017ee da radi puno bolje od kristalnog oscilatora sa inverterom, onda \u0107emo se potruditi programirati ga na 27 MHz.<\/p>\n
<\/p>\n
<\/a><\/p>\nModul FM predajnika sa HS6760 kakav za cca 7 eura mo\u017eete naru\u010diti iz Kine, prema opisu je tvorni\u010dki programiran i pode\u0161en za stereo WFM oda\u0161iljanje na fiksnoj frekvenciji od 88,7 MHz. Izmjenom otpornika R1 i R2 u djelitelju napona za pin 2 (SDA) mo\u017ee se odabrati neka druga od \u0161est pred-programiranih frekvencija. Napajanje mora biti u granicama 2,2 V do 4,2 V tako da je najbolje koristiti standardnih 3,3 V.<\/p>\n
Dva stereo audio ulaza su na modulu pripremljena za spajanje kondenzatorskih electret mikrofona, odnosno na obje ulazne audio linije je doveden napon za napajanje mikrofona, s time da je na jednoj liniji ve\u0107 zalemljen mikrofon. To zna\u010di da ako dovodimo neke linijske audio ulaze oni moraju i\u0107i preko kondenzatora za DC odvajanje. Modul je pode\u0161en za stereo emitiranje (pin 1-SCK vezan na Vcc). Primarno je namijenjen za be\u017ei\u010dno oda\u0161iljanje vanjskih zvukova uhva\u0107enih preko mikrofona, odnosno kao neki baby-alarm, be\u017ei\u010dni mikrofon, elektri\u010dni pickup za klasi\u010dne muzi\u010dke instrumente i sli\u010dno.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_74.gif\")
<\/a>Elektroni\u010dka shema modula FM predajnika sa HS6760 i vrijednosti otpornika R1 i R2 za odabir jedne od \u0161est pred-programiranih frekvencija.<\/em><\/span><\/p>\n<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_85.png\")
<\/a>Interna blok shema \u010dipa HS6760.<\/span><\/em><\/p>\n<\/p>\n
\n<\/p>\n
Mjerenje frekvencijske \u0161irine izlaznog RF signala iz \u010dipa HS6760<\/strong><\/p>\n
Prvi test ovog modula je pokazao da je prijenos zvuka na razini kvalitete komercijalnih FM radio postaja. Napravili smo usporedne snimke zauze\u0107a frekvencijskog kanala s obzirom na amplitudu i frekvenciju moduliraju\u0107eg signala. Ve\u0107 smo rekli da zauze\u0107e FM opsega ne ovisi samo o maksimalnoj frekvenciji koja se modulira, nego i o amplitudi (ja\u010dini) moduliraju\u0107eg signala.<\/p>\n
\u0160to se ti\u010de amplitude, na\u0161li smo da je razina audio signala od 5 mVpp minimalna za postizanje dovoljne glasno\u0107e na prosje\u010dnom prijemniku. Isto tako, sa razinom audio signala od 40 mVpp se ve\u0107 dobiva vrlo glasna demodulaciju na prijemniku. Stoga smo napravili testove na ove dvije razine amplituda.<\/p>\n
\u0160to se ti\u010de frekvencijskog opsega, za kvalitetan WFM prijenos muzike potrebno je prenijeti frekvencijski opseg 20 Hz \u2013 16 kHz. Za govornu NFM modulaciju pak je dovoljno prenijeti audio opseg raspona 300 Hz \u2013 3 kHz. Stoga smo testove napravili i na ova dva opsega.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_71.gif\")
<\/a>Ovdje su snimci zauze\u0107a frekvencijskog opsega za MONO oda\u0161iljanje (kod mono oda\u0161iljanja aktivan je samo lijevi kanal, pin 5 \u2013 LCH). Lijepo se mo\u017ee vidjeti kako zauze\u0107e kanala puno vi\u0161e ovisi o amplitudi, nego o frekvenciji moduliraju\u0107eg signala.<\/em><\/span><\/p>\n<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_70.gif\")
<\/a>Ovdje su snimci zauze\u0107a frekvencijskog opsega za STEREO oda\u0161iljanje (isti signal je doveden na oba stereo ulaza). Lijepo se mo\u017ee vidjeti kako zauze\u0107e kanala puno vi\u0161e ovisi o amplitudi nego o frekvenciji moduliraju\u0107eg signala.<\/em><\/span><\/p>\n<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_69.png\")
<\/a>Na stereo na\u010dinu rada, \u010dak i kad nema nikakve audio modulacije (oba audio ulaza spojena na masu) stalno je prisutna modulacija stereo pilot-tonom od 19 kHz.<\/span> <\/em><\/p>\n<\/p>\n
\n<\/p>\n
Ostale mogu\u0107nosti \u010dipa HS6760<\/strong><\/p>\n
Na na\u0161em modulu je predvi\u0111ena jedino promjena \u0161est pred-programiranih radnih frekvencija u uskom opsegu 76-88,7 MHz i to promjenom vrijednosti dva otpornika na plo\u010dici. Odmah \u0107emo re\u0107i da je \u010dip tvorni\u010dki zapravo programiran na osam frekvencija\u00a0 (87,5 MHz \/ 88,1 MHz \/ 88,3 MHz \/ 88,5 MHz \/ 88,7 MHz \/ 40,0 MHz \/ 64,0 MHz \/ 76,0 MHz), no u podacima se ne navode one izvan komercijalnog UKV FM opsega. Ako se pin 2 spoji preko potenciometra (10 k\u2126) na Vcc i GND jednostavno i lako \u0107ete mijenjati svih osam frekvencija.<\/p>\n
Osim toga, mogu\u0107e je napraviti jednostavnu modifikaciju na pinu 1, tako da mo\u017eemo birati izme\u0111u STEREO i MONO oda\u0161iljanja. Ako je pin 1 spojen na Vcc (pozitivni pol napajanja) oda\u0161iljanje \u0107e biti STEREO, a ako je spojen na GND (masa, minus pol napajanja) oda\u0161iljanje \u0107e biti MONO.<\/p>\n
<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_73.gif\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
Za sve ostalo moramo vr\u0161iti programiranje \u010dipa, a mogu\u0107nosti za to su \u0161iroke:<\/p>\n
- \n
- programiranje do osam frekvencija u rasponu 27-125 MHz (korak 50 kHz)<\/li>\n
- programiranje frekvencijske devijacije u tri koraka: 75kHz, 50kHz i 22,5kHz<\/li>\n
- kontroliranje na\u010dina rada \u010dipa: Normal, Mute, Standby, Sleep<\/li>\n
- mogu\u0107nost rada sa \u010detiri razli\u010dita kristala: 24 MHz, 12 MHz, 7,6 MHz, 32,768 kHz i odabir na\u010dina dijeljenja frekvencije takta<\/li>\n
- programiranje pre-emphasisa od 50 \u00b5s ili 75 \u00b5s, te pode\u0161avanje njegovog poja\u010danja<\/li>\n
- programiranje poja\u010danja audio poja\u010dala u rasponu -6 dB do 24 dB u 8 koraka<\/li>\n
- programiranje izlazne RF snage u rasponu -15 dBm do 10 dBm u 30 koraka<\/li>\n
- programiranje FM devijacije: 75 kHz, 50 kHz ili 22,5 kHz<\/li>\n
- Automatska MUTE funkcija za audio signal sa pode\u0161avanjem pragova okidanja i vremena reakcije<\/li>\n
- Automatska kontrola poja\u010danja sa podesivim pragovima reakcije<\/li>\n
- Automatsko isklju\u010divanje audio i\/ili RF poja\u010dala kada nema ulaznog audio signala<\/li>\n
- definiranje najni\u017ee audio frekvencije koja prelazi DC prag: 14 Hz, 28 Hz, 56 Hz, 112 Hz<\/li>\n
- kalibracija izlaznog RF poja\u010dala<\/li>\n<\/ul>\n
<\/p>\n
<\/p>\n
\n<\/p>\n
Dostupni podaci za \u010dip HS6760<\/strong><\/p>\n
\u010cip HS6760 se od po\u010detne ina\u010dice v1.0 s kraja 2015. godine postepeno razvijao tako da, prema podacima koje sam uspio na\u0107i, posljednja \u0161esta ina\u010dica ovog \u010dipa ima oznaku v2.4 i datira iz srpnja 2016. godine. Na\u0161ao sam osnovne tvorni\u010dke podatke za ina\u010dice v1.3, v2.0 i v2.4 (datasheetna kineskom jeziku) iz kojih se mogu i\u0161\u010ditati op\u0107e zna\u010dajke i na\u010din programiranja \u010dipa preko I2C sabirnice. Za ina\u010dicu v1.3 je dat i osnovni program u C programskom jeziku za programiranje radnih parametara \u010dipa.<\/p>\n
<\/p>\n
Programiranje preko I2C protokola<\/strong><\/p>\n
Ve\u0107 smo rekli da se programiranje \u010dipa HS6760 vr\u0161i preko \u0161iroko kori\u0161tene standardne serijske I2C sabirnice za koju su dovoljne dvije \u017eice: SCK (takt signal) i SDA (dvosmjerna razmjena podataka). Da bi se \u010dip prebacio u mod programiranja, pin 3-SEL se mora sa visoke logi\u010dke razine (Vcc) prebaciti na nisku logi\u010dku razinu (masa). Tada pinovi SCK i SDA vi\u0161e se slu\u017ee za setiranje mono\/stereo na\u010dina i odabir kanalne frekvencije, nego za I2C komunikaciju. Tako\u0111er, koliko sam uspio prevesti kineski datasheet, \u010dini se da se \u010dip automatski resetira na tvorni\u010dke postavke svaki put kada se pin 3-SEL spoji na masu.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2024\/12\/vfo_si5351_72.gif\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
I2C (Inter-Integrated Circuit)<\/strong><\/p>\n
I2C (Inter-Integrated Circuit) standard omogu\u0107uje komunikaciju izme\u0111u velikog broja digitalnih ure\u0111aja gdje su svi paralelno povezani preko samo dvije fizi\u010dke \u017eice. Po\u0161to se koristi serijska komunikacija onda je u jednom trenutku mogu\u0107a razmjena podataka izme\u0111u samo izme\u0111u dva ure\u0111aja, a selektiranje \u017eeljenog ure\u0111aja se vr\u0161i preko njegove jedinstvene programske adrese.<\/p>\n
O I2C komunikaciji postoji puno internetskih tutorijala tako da ovdje ne\u0107u prepisivati sve detalje i specifi\u010dnosti ovog protokola, \u017eelim se bazirati samo na one segmente koji su nu\u017eni za komunikaciju sa \u010dipom HS6760.<\/p>\n
Glavni ure\u0111aj u I2C komunikaciji koji istom upravlja u svim segmentima naziva se MASTER. Mi \u0107emo kao MASTER ure\u0111aj koristiti Arduino Mega 2560 mikrokontrolersku razvojnu plo\u010du. SLAVE ure\u0111aj je naravno \u010dip HS6760. On izvr\u0161ava naredbe koje mu daje MASTER ure\u0111aj i \u0161alje potvrdu da li su iste izvr\u0161ene. Prvo moramo vidjeti koji je to\u010dan protokol slanja (zapisa) podataka na na\u0161 SLAVE \u010dip, a to mo\u017eemo vidjeti samo sa tvorni\u010dke dokumentacije \u010dipa.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_75.jpg\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
Ovo je u osnovi standardni protokol kod I2C komunikacije. Generalno gledano, prvo se inicira 7-bitna identifikacijska adresa ure\u0111aja (\u010dip HS6760 kao SLAVE ure\u0111aj), a onda se razmjenjuju 8-bitni paketi podataka u odre\u0111ene registre \u010dipa. Nakon svake identifikacije i svakog razmijenjenog paketa, mora se dobiti potvrdni bit da je paket uredno upisan ili pro\u010ditan. Potvrdni bit je ozna\u010den slovom A (acknowledge), a ukoliko nema potvrde (neuspje\u0161na prijava na adresu ili neuspje\u0161na razmjena podataka) takav bit je ozna\u010den sa NA ili NACK (not-acknowledge).<\/p>\n
<\/p>\n
\n<\/p>\n
Organizacija podataka u registrima \u010dipa HS6760<\/strong><\/p>\n
Nekako sam uspio prevesti kineske znakove do te mjere da mogu donekle shvatiti organizaciju podataka u registrima. Dokumentacija daje podatke samo o registrima u koje korisnik mo\u017ee upisivati bitove za definiranje rada \u010dipa.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_83a.gif\")
<\/a>Tablica sa prikazom zna\u010denja pojedinih binarnih vrijednosti u registrima \u010dipa HS6760 koji se mogu mijenjati.<\/span><\/em><\/p>\n<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_84a.gif\")
<\/a>Usporedba definiranih tvorni\u010dkih vrijednosti registara \u010dipa HS6760 prema datasheetu sa stvarnim pro\u010ditanim vrijednostima iz \u010dipa. U crnim poljima su registri koji se mogu mijenjati (\u010ditanje i pisanje), u sivim poljima su prazni (rezervirani) registri i registri u koje se ne mogu upisivati podaci.<\/span><\/em><\/p>\n<\/p>\n
Rezultati \u010ditanja registara pokazuju da su vrijednosti prakti\u010dno identi\u010dne tvorni\u010dkima (Factory Default), a razlika je samo u registru 0x02 \u0161to je i o\u010dekivano jer za gotov modul mora biti definiran upotrijebljeni kristal u na\u0161em slu\u010daju od 12 MHz (tvorni\u010dka je vrijednost 00). Tako\u0111er je razlika u dijelu zapisa koji se odnosi na postavke ja\u010dine izlaznog RF signala, koji je od tvorni\u010dki definiranog minimuma (4\/31 ili oko -12 dBm) pove\u0107an na 20\/31 ili oko 10 dBm, \u0161to je razumljivo ako se \u010dip koristiti kao be\u017ei\u010dni mikrofon bez dodatnih poja\u010dala.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_79a.gif\")
<\/a><\/p>\n\u00a0<\/strong><\/p>\n
\u00a0<\/strong>Specifi\u010dno binarno kodiranje radnih frekvencija za upis u registre<\/strong><\/p>\n
Kao \u0161to se vidi iz na\u0161e tablice, kanalna frekvencija zauzima 8 bitova registra 0x00 i prvih 6 bitova registra 0x01. Pretvaranje frekvencije u binarni niz od 14 bitova je vrlo jednostavno. \u017deljena frekvencija u MHz se pomno\u017ei sa 20 \u010dime se dobije odre\u0111eni decimalni broj. Taj decimalni broj se zatim pretvori u heksadecimalni ili binarni broj koji se upisuje u registre. Osam ni\u017eih (zadnjih) bitova koji predstavljaju binarni broj frekvencije se zapisuje u registar 0x00, a preostalih \u0161est vi\u0161ih bitova se zapisuju u registar 0x01.<\/p>\n
Uzmimo na primjer da \u017eelimo upisati frekvenciju 90,5 MHz:<\/p>\n
- \n
- 90,5 x 20 = 1810<\/li>\n
- 1810 pretvoreno u heksadecimalni broj je 0x0712 (binarno 00000111 00010010)<\/li>\n
- u registar 0x00 se upi\u0161e ni\u017ei dio heksadecimalnog broja 0x12 (00010010)<\/li>\n
- u registar 0x01 se upi\u0161e vi\u0161i dio heksadecimalnog broja 0x07 (00000111)<\/li>\n
- nakon \u0161to je frekvencija upisana, na najni\u017ei bit registra 0x02 (D0) treba upisati nulu, a zatim uz ka\u0161njenje od 10 ms upisati jedinicu kako bi frekvencija bila setirana<\/li>\n<\/ol>\n
Registri 0x00 i 0x01 za upis do najvi\u0161e osam radnih frekvencija su privremeni. Kad se binarni kod za odre\u0111enu frekvenciju unese u ove registre, setiranjem opisanim u 5. koraku ova frekvencija se prebacuje u drugi registar za njenu trajnu pohranu. Dokumentacija ne navodi koje su adrese tih trajnih memorijskih\u00a0 registara.<\/p>\n
<\/p>\n
\n<\/p>\n
Hardversko povezivanje <\/strong><\/p>\n
Hardversko povezivanje \u010dipa HS6760 sa nekom Arduino razvojnom plo\u010dom je vrlo jednostavno. Osim napajanja (3,3 V) potrebno je jo\u0161 samo povezati I2C sabirnicu, odnosno linije SCK i SDA. Kod Arduino Mega 2560 plo\u010de, SCK linija je na D21, a SDA linija je na D20. Ve\u0107 smo rekli da nam pull-up otpornici nisu potrebni jer su isti ugra\u0111eni u sam \u010dip.<\/p>\n
- \n
- VCC – 3V3 V<\/li>\n
- GND – GND<\/li>\n
- SDA (44 D20 Arduino Mega 2560) \u2013 SDA (pin 2 HS6760)<\/li>\n
- SCK (43 D21 Arduino Mega 2560) \u2013 SCK (pin 1 HS6760)<\/li>\n<\/ul>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_76.jpg\")
<\/a><\/p>\n<\/p>\n
\n<\/p>\n
Programiranje \u010dipa HS6760 (Adruino IDE) <\/strong><\/p>\n
Jedini primjer programa za programiranje \u010dipa HS6760 uspio sam izvu\u0107i iz datasheeta za v1.3. Program je pisan u C jeziku. Ako nekoga zanima, originalni kineski datasheet sa primjerom programa mo\u017ee skinuti ovdje<\/a>.<\/p>\n
Inicijalni programski kod iz datasheeta je svakako treba dovr\u0161iti za pokretanje na odre\u0111enoj platformi. Stoga sam ovaj kod prilagodio pokretanju na Arduino IDE platformi (uz veliku i svesrdnu pomo\u0107 ChatGPT-a :-).<\/p>\n
Me\u0111utim, ni nakon sada ve\u0107 mo\u017eda 50-tog poku\u0161aja, \u010dip HS6760 se ne \u017eeli pre-programirati i stalno ostaje na svojim tvorni\u010dkim postavkama:<\/p>\n
- \n
- poku\u0161ao sam razli\u010dite kombinacije programiranja frekvencije sa razli\u010dito postavljenim set i reset funkcijama, slijede\u0107i razli\u010dite procedure, do sada ni jedna nije uspjela<\/li>\n
- izvr\u0161io sam nekoliko testova I2C komunikacije sa \u010dipom (\u010ditanje i pisanje), sve prolaze<\/li>\n
- smanjio sam brzinu komunikacije na minimalnu (100000) i ubacio kod za pra\u0107enje da li se podaci stvarno upisuju u registre \u2013 podaci se upisuju, sve radi po programu, ali \u010dip na kraju i dalje ostaje na tvorni\u010dkim postavkama<\/li>\n<\/ul>\n
Na kraju sam detaljno preveo posljednji kineski datasheet v2.4 koji je dostupan samo kao slika niske rezolucije originalnih PDF stranica, \u0161to je bio prili\u010dno naporan posao, no iz svega nisam saznao ni\u0161ta novo. Ina\u010de, originalni PDF i originalni program za programiranje \u010dipa su besplatni. Me\u0111utim, ni jedno ni drugo se ne mo\u017ee skinuti bez registracije na kineske stranice \u201egitcode.com\u201c, registracija se ne mo\u017ee napraviti bez telefona (slanje SMS registracijskog koda), a taj kod nikako ne sti\u017ee na telefon koliko god puta ponovio zahtjev za istim.<\/p>\n
Unato\u010d svim poku\u0161ajima i dalje problem mo\u017ee biti softverski, proceduralni ili hardverski. Svakim spajanjem pina-3 na masu \u010dip se (prema upitno prevedenim uputama) resetira na tvorni\u010dke postavke, a onda mo\u017ee biti i problem u proceduri odspajanja \u010dipa sa programatora. Kako god bilo, imam jo\u0161 desetke \u0161to softverskih, \u0161to hardverskih ideja za daljnje poku\u0161aje (pove\u0107anje napona napajanja \u010dipa sa 3,3 V na 4 V, upotreba ESP32 platforme umjesto Mega 2560, daljnje izmjene programskog koda…).<\/p>\n
<\/p>\n
\n<\/p>\n
Analiza I2C signala na osciloskopu
\n<\/strong><\/p>\nS obzirom da sam probao na desetke programskih kodova i niti jedan nije uspio pomaknuti \u010dip sa tvorni\u010dkih postavki, sada je najizgledniji problem u samom I2C komunikacijskom linku. Stoga idemo analizirati I2C signale na osciloskopu.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_86.png\")
<\/a>Izravni I2C signal sa Mega 2560 plo\u010de je vi\u0161e nalik pilastom nego pravokutnom valnom obliku.<\/span> <\/em><\/p>\n<\/p>\n
Ovo je I2C signal sa plo\u010de Mega 2560, izravno sa pinova SCA i SDL. Negdje sam pro\u010ditao da plo\u010da ima ugra\u0111ene pull-up otpornike od 10 k\u2126. To su otpornici koji zatvaraju strujni krug izlaznih tranzistora za SCA i SDL linije sa pozitivnim polom napajanja, odnosno dovode pozitivni napon na kolektore tranzistora (unutar samog \u010dipa su ovi tranzistori sa otvorenim kolektorom). Snimljeni signal jasno pokazuje da napon na tranzistorima stalno postoji jer je su stalno prisutne visoke naponske razine na oba pina (cca 4,7 V). Pojavom signala te linije se zapravo spajaju na masu pa je naponska razina nula. To zna\u010di da su interni pull-up otpornici stvarno ugra\u0111eni.<\/p>\n
Me\u0111utim, ne mo\u017ee se ne primijetiti kako je oblik signala daleko od pravokutnog, odnosno vrijeme porasta signala sa nule na jedinicu je vrlo duga\u010dko \u0161to oblik signala \u010dini vi\u0161e pilastim nego pravokutnim. To je normalno jer spajanje Vcc na GND (kratki spoj napona) se dogodi relativno brzo, no onda je za oporavak, odnosno vra\u0107anje napona ponovno na maksimum treba neko du\u017ee vrijeme.<\/p>\n
To vrijeme porasta signala ovisi o vrijednosti ugra\u0111enog pull-up otpornika, ali i o parazitskim kapacitetima samih \u017eica preko kojih se prenose I2C signali. Kod nas taj kapacitet sigurno nije problem jer \u017eice nisu du\u017ee od 10 cm. Me\u0111utim, ni sam oblik signala ne bi trebao biti problem. Unato\u010d izra\u017eenoj kosini, jo\u0161 uvijek se jasno mo\u017ee odvojiti logi\u010dka naponska razina za nulu i jedinicu kod svake promjene tih stanja.<\/p>\n
\u00a0<\/strong><\/p>\n
Kako utje\u010de nepravilan oblik signala na I2C komunikaciju<\/strong><\/p>\n
Generalno gledano, oblik signala sa na\u0161e slike koji je pilastog oblika, kao i onaj \u010distog pravokutnog oblika, jednako \u0107e dobro prenijeti I2C komunikaciju. Razlog tome je \u0161to svaki impuls uspijeva dosti\u0107i svoj maksimum (puni Vcc) te \u0107e biti prepoznat kao logi\u010dka jedinica, bez obzira \u0161to impuls nije posve pravokutan.<\/p>\n
Me\u0111utim, signal sa velikim bo\u010dnim nagibima svakako utje\u010de na maksimalnu brzinu koju mo\u017eemo posti\u0107i digitalnom komunikacijom. Pri velikim brzinama (velikim frekvencijama prijenosa) signal kod promjene logi\u010dkog stanja sa nule na jedinicu jednostavno ne stigne dose\u0107i svoj maksimum, pa mo\u017eda ne bude prepoznat kao logi\u010dka jedinica.<\/p>\n
Koliki je prag prepoznavanja logi\u010dke jedinice i nule ovisi o karakteristikama same digitalne komponente koji koristimo.\u00a0 Na\u010delno se mogu odabrati tri standardne brzine za I2C razmjenu podataka: 100 kHz, 400 kHz i 1 MHz. Za najni\u017eu brzinu od 100 kHz dozvoljeno je vrijeme porasta od maksimalno 1 \u00b5s, a na na\u0161em oscilogramu vidimo da to vrijeme dosti\u017ee do 10 \u00b5s. Ovo se uvelike mo\u017ee pobolj\u0161ati stavljanjem pull-up otpornika ni\u017ee vrijednosti.<\/p>\n
Takav je ugra\u0111en u \u010dip HS6760 pa idemo vidjeti kako izgleda signal na na\u0161em konkretnom primjeru.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_89.png\")
<\/a>Ovdje vidimo I2C signal kada je \u010dip HS6760 izravno spojen na Mega 2560, dakle samo sa internim pull-up otpornicima. Signal je lo\u0161e stabilnosti i oblika te ga osciloskop ne mo\u017ee dekodirati.<\/em><\/span><\/p>\n<\/p>\n
Kao \u0161to vidimo, za na\u0161 konkretni slu\u010daj, \u010dini se da interni otpornici od 40 k\u2126 u \u010dipu HS6760 nisu dovoljni za dobivanje stabilnog signala brzog vremena porasta. Vidimo ovdje i neke dodatne smetnje u SDA signalu (crveno) kao i nepravilne amplitude SCL signala (\u017euto). Razlog ovome je \u0161to \u010dip HS6760 napajamo preko regulatora 3,3 V na Mega 2560 plo\u010di, a ve\u0107 smo rekli da su interni pull-up otpornici vezani na 5 V liniju.<\/p>\n
Ovo sam predvidio pa sam dodao pull-up otpornike od vrlo niskih 120 \u2126. Ugradnjom tih otpornika signal ne samo \u0161to je dobio pravokutni signal, nego je on tako\u0111er ampitude 3,3 V.<\/p>\n
Naime, ako se vrijednost pull-up otpornika smanji ispod neke razine (obi\u010dno 1,5 k\u2126), signal \u0107e istina biti vi\u0161e pravokutan ali tu \u0107e onda ujedno potro\u0161nja struje (optere\u0107enje) toliko porasti da \u0107e se amplituda signala po\u010deti smanjivati. Ne treba zaboraviti da se impuls u sustavu sa otvorenim kolektorom prenosi tako \u0161to se pozitivni pol napajanja (Vcc) zapravo kratko spaja na masu. Stoga neki \u201epull-up\u201c otpornik mora postojati jer ne mo\u017eemo raditi ba\u0161 \u010diste kratke spojeve izme\u0111u Vcc i GND. Ja sam u slu\u010daju Mega 2560 smanjio pull-up otpornik na 120 \u2126 samo iz razloga jer sam time namjerno htio pove\u0107ati optere\u0107enje i smanjiti amplitudu signala sa 5 V na 3,3 V.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_87.png\")
<\/a>Pull-up otpornicima od 120 \u2126 sa Mega 2560 plo\u010de se dobiva lijep pravokutni signal amplitude 3,3 V koji se ispravno dekodira.<\/span><\/em><\/p>\n<\/p>\n
Me\u0111utim, kad se na tako \u201ereguliran\u201c signal na Mega 2560 plo\u010di pove\u017ee \u010dip HS6760, naponi se ipak malo destabiliziraju. Do oscilacija i izobli\u010denja napona dolazi jer sada I2C linije prakti\u010dki paralelno napajamo sa dvije razli\u010dite naponske linije koje su razli\u010dito optere\u0107ene kod brzih promjena logi\u010dkih stanja.<\/p>\n
No i unato\u010d tim nestabilnostima, signal se ipak mo\u017ee dekodirati na osciloskopu, a i desetke testova slanja i primanja podataka je uredno prolazilo.<\/p>\n
<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_88.png\")
<\/a>Ovdje je isti slu\u010daj kao i gore, samo \u0161to su sada na I2C linije dodani vanjski pull-up otpornici. Signal izgleda puno bolje i osciloskop ga bez problema dekodira, me\u0111utim, jasno je da to vi\u0161e nije posve \u010dist i stabilan signal kao \u0161to je bio onaj bez spojenog \u010dipa HS6760, posebice \u0161to se ti\u010de amplitude.<\/span><\/em><\/p>\n<\/p>\n
<\/p>\n
Ono \u0161to smo primijetili na ovom testu i \u0161to puno vi\u0161e zabrinjava, to je \u0161to nakon slanja 7-bitne SLAVE adresu \u010dipa HS6760 (0011000), od \u010dipa ne dobivam pozitivni odgovor (A bit je Not-Acknowledge).<\/strong><\/p>\n
Sada bi svakako trebalo ulo\u017eiti malo truda i napraviti stabilniju I2C komunikaciju, tako da male nestabilnosti isklju\u010dimo kao mogu\u0107i izvor problema.<\/p>\n
<\/p>\n
Problemi sa naponskim razinama 3,3 V i 5 V<\/strong><\/p>\n
\u010cinjenica je da je \u010dip HS6760 predvi\u0111en za standard 3,3 V dok je Arduino Mega 2560 plo\u010da dizajnirana za naponski standard 5 V. Probao sam razne kombinacije napajanja sa Arduino Mega 2560 plo\u010dom ne bi se naponi malo vi\u0161e stabilizirali: napajanje plo\u010de preko USB porta, napajanje plo\u010de preko DC konektora 7-12 V, napajanje \u010dipa HS6760 preko 3,3 V regulatora na samoj plo\u010di Mega 2560 i napajanje \u010dipa preko zasebnog napajanja. Izgled I2C signala se nije bitno mijenjao.<\/p>\n
Iako sam htio izbje\u0107i naponsku i logi\u010dku konverziju izme\u0111u 3,3 V i 5V sistema, \u010dini se da \u0107e to ovdje biti nu\u017eno napraviti kako bi bili sigurni da \u010dip HS6760 dobiva posve \u010dist signal odgovaraju\u0107ih naponskih razina. Stoga \u0107u prvo modul sa \u010dipom HS6760 nadograditi sa regulatorom napona 3,3 V te ugraditi Level shifter za podatkovne linije SCA i SDL, jednako kao \u0161to smo vidjeli da je to tvorni\u010dki ura\u0111eno na modulu VFO-a sa \u010dipom Si5351.<\/p>\n
<\/p>\n
Uvijek te\u017eim prvo najjednostavnijem rje\u0161enju<\/strong><\/p>\n
Postavlja se pitanje za\u0161to uop\u0107e koristim Mega 2560 plo\u010du i 5 V sistem, kad imam plo\u010du ESP32 od Si5351 projekta i koja radi na standardu 3,3 V. Pa evo, do sada me Mega 2560 plo\u010da dobro slu\u017eila i nikad nisam imao potrebe provjeravati podatkovne signale na osciloskopu. O\u010dekivao bi od moderne digitalne elektronike da radi u \u0161irokoj toleranciji oblika i amplituda podatkovnih signala. Drugo, plo\u010da Mega 2560 je jedna od ja\u010dih mikrokontrolerskih razvojnih plo\u010da (puno memorije i puno razli\u010ditih I\/O pinova) te sam ju uvijek koristio za testiranje raznih projekata, istina uglavnom na (starom) 5 V standardu. Plo\u010da je tako\u0111er relativno velika i pregledna te se lako povezuje. Jednostavno sam navikao na nju \ud83d\ude42<\/p>\n
Prije nego se sada uhvatim lemilice i krenem dodavati regulatore i Level shiftere za 3,3 V, moram se uvjeriti da je problem stvarno u opisanom jer \u0107u ina\u010de samo dodatno nepotrebno potro\u0161iti vrijeme i resurse. Zato prvo u\u010ditavam program u ESP32 plo\u010du i analiziram signal na osciloskopu.<\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_90.png\")
<\/a>Ovo je signal izravno sa ESP32 plo\u010de bez dodanih pull-up otpornika (uklju\u010deni samo interni otpornici relativno velikih vrijednosti 40+50 k\u03a9). Signal izgleda ne\u0161to malo bolji nego sa Mega 2560 plo\u010de, no to je najvi\u0161e zato jer je ovdje naponska razina ni\u017ea (3,3 V umjesto 5 V).<\/em><\/span><\/p>\n<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_91.png\")
<\/a>Dodavanjem pull-up otpornika vrijednosti 1,5 \u2013 1,8 k\u2126 (isto kao i kod Mega plo\u010de) signal poprima pravokutni oblik.<\/span><\/em><\/p>\n<\/p>\n
Oblik signala za 3,3 V je svakako \u010di\u0161\u0107i sa ESP32 nego sa Mega 2560 plo\u010de \u0161to je i za o\u010dekivati s obzirom da se radi o plo\u010dama sa dva razli\u010dita naponska standarda.<\/p>\n
No ono \u0161to i ovdje brine, to je \u0161to opet nemamo Acknowledge potvrdu.<\/strong><\/p>\n
<\/p>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_93.png\")
<\/a>Ovdje se vidi da ESP32 vi\u0161e puta nakon slanja SLAVE adrese poku\u0161ava dobiti odgovor od \u010dipa, no on je uvijek Not-Acknowledge (NA ili NACK). Stoga ESP32 prekida daljnje slanje podataka i nakon nekoliko ponovljenih poku\u0161aja zavr\u0161ava komunikaciju.<\/span> <\/em><\/p>\n<\/p>\n
- AM modulator<\/a><\/li>\n
![\"\"](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_92.png\")
<\/a>![](\"https:\/\/crowave.com\/blog\/wp-content\/uploads\/2025\/01\/vfo_si5351_95.png\"){kind=link}